許軍，郭金濤，唐傳鋆

（1.西安科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，陜西西安710054；2.西安大陸電力設(shè)計(jì)工程有限公司，陜西西安710054）

1 引言

隔離型DC/DC 變換器依據(jù)電路中功率變壓器所使用的鐵心材料在磁化曲線上工作區(qū)域的不同，可分為單端變換器和雙端變換器，磁化曲線如圖1 所示，圖1 中H，B 分別為磁化場(chǎng)強(qiáng)度和磁感應(yīng)強(qiáng)度。單端直流變換器中高頻變壓器的鐵心只在磁化曲線的一側(cè)工作（第1象限），如正、反激變換器。而雙端變換器鐵心的磁通工作在磁化曲線的1，3象限，相對(duì)于單端直流變換器，不僅通過提高鐵心的利用率而提升了開關(guān)變換器的工作效率，也減小了變壓器的體積，但是這些拓?fù)浯嬖谥胚@一致命問題。

圖1 鐵磁材料的磁化曲線Fig.1 Magnetization curve of magnetic material

在雙端變換器中，每個(gè)開關(guān)管的開關(guān)特性、飽和壓降、驅(qū)動(dòng)脈沖等不可能完全相同，因而即使變壓器一次側(cè)兩繞組的匝數(shù)相等，最后加在繞組上的正負(fù)半周的電壓波形也會(huì)出現(xiàn)不對(duì)稱的現(xiàn)象，鐵心會(huì)產(chǎn)生單項(xiàng)偏磁，形成直流磁通，從而可能使鐵心飽和，造成開關(guān)管中出現(xiàn)電流尖峰，如果不加以限制，最后將導(dǎo)致開關(guān)管損壞。高頻變壓器一次電壓的波形不相等主要有兩個(gè)方面：一是一個(gè)周期內(nèi)施加正向電壓和反向電壓的時(shí)間不相等，即驅(qū)動(dòng)波形不相等；二是正向電壓的幅值和反向電壓的幅值不相等。

本文所介紹的這種死區(qū)定時(shí)器控制方法是利用TMS320F28335 的ePWM 模塊針對(duì)驅(qū)動(dòng)波形不對(duì)稱問題而提出的。

2 ePWM模塊輸出PWM的原理

TMS320F28335 中1 個(gè)ePWM 模塊包括：時(shí)間基準(zhǔn)（TB）模塊，計(jì)數(shù)器比較（CC）模塊，動(dòng)作限定（AQ）模塊，死區(qū)控制（DB）模塊，PWM 斬波（PC）模塊，錯(cuò)誤控制（TZ），事件觸發(fā)（ET）模塊這7 大模塊。正常情況下要發(fā)出PWM 波需要配置TB，CC，AQ，DB，ET 5個(gè)模塊。

為了輸出2 個(gè)完全相同且反向的PWM 波形，需要對(duì)這5 個(gè)模塊進(jìn)行設(shè)置。圖2 為死區(qū)模塊示意圖。

圖2 死區(qū)模塊示意圖Fig.2 Schematic diagram of dead-time module

3 死區(qū)定時(shí)器控制的調(diào)節(jié)過程

由前文可知，為了讓正反向電壓施加時(shí)間相等，就需要開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形相同，如圖3所示。假如用對(duì)管作為開關(guān)管，通過加一定死區(qū)的方式進(jìn)行輸出控制，對(duì)管會(huì)出現(xiàn)互補(bǔ)造成開關(guān)時(shí)間長短不一，驅(qū)動(dòng)波形無法相等。進(jìn)而考慮用單獨(dú)的2個(gè)PWM 波進(jìn)行控制，這種方式的對(duì)稱只能是反復(fù)檢查示波器的波形，對(duì)延遲時(shí)間進(jìn)行不斷調(diào)節(jié)，來實(shí)現(xiàn)兩管的“相對(duì)對(duì)稱”。這樣雖然可以實(shí)現(xiàn)兩路的導(dǎo)通時(shí)間相等，但仍會(huì)因某些特定中斷或是其他擾動(dòng)使其無法對(duì)稱。

圖3 對(duì)稱且相等的驅(qū)動(dòng)波形Fig.3 Symmetric and equal driving waveforms

以上問題可以用本死區(qū)定時(shí)器控制方法解決，如圖2 所示，先對(duì)寄存器進(jìn)行設(shè)置，使2 組PWM 輸出為對(duì)管型；再設(shè)定比較寄存器CMPR和周期寄存器PRD，令EPWMxAin=CMPR，同時(shí)EPWMxBin=PRD-CMPR；最后設(shè)定寄存器FED和RED，可設(shè)置EPWMxAin 的上升沿時(shí)間，得出輸出計(jì)時(shí)器EPWMxA 的值，同時(shí)設(shè)置EPWMx-Bin 的上升沿延遲時(shí)間來得出輸出計(jì)時(shí)器EPWMxB 的值，EPWMxA=EPWMxAin-RED 且EPWMxB=EPWMxBin-FED。故本死區(qū)控制方法的步驟為：首先為了確保初始占空比為0.5，設(shè)CMPR為CMPR=0.5×PRD，再經(jīng)過電路采樣比較得到一個(gè)變量b，令FED和RED的值等于b，從而保證了EPWMxA 的值等于EPWMxB。如圖4 所示，這種方法得到的PWM波形是完全對(duì)稱的，故應(yīng)用這種方法可以阻止雙端變換器的偏磁問題。

圖4 死區(qū)控制的輸出波形Fig.4 Output waveforms of dead-time control

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文應(yīng)用推挽正激電路進(jìn)行試驗(yàn)，如圖5 所示，進(jìn)行450 W 的直流24 V 轉(zhuǎn)交流360 V 變換。選取TMS320F28335 作為控制芯片，開關(guān)頻率定為50 kHz。故設(shè)置為對(duì)管輸出情況下，周期計(jì)數(shù)器PRD=2 000，比較計(jì)數(shù)器CMPA=1 000（保證了EPWMxA= EPWMxB=1 000，PWM 輸入端相當(dāng)于50%的占空比），RED=FED=600（給定初值），然后通過采樣比較控制來改變給定變量b，令RED=FED=b，實(shí)現(xiàn)電路的閉環(huán)控制。

圖5 推挽正激電路原理圖Fig.5 Schematic diagram of push-pull forward circuit

從圖6 可以看出，上下兩管的波形是完全對(duì)稱的，實(shí)現(xiàn)了驅(qū)動(dòng)的對(duì)稱性，保證了變壓器不會(huì)發(fā)生偏磁問題。

圖6 上下管UGS波形Fig.6 UGSwaveforms of the above and below switch

5 結(jié)論

本文提出的死區(qū)定時(shí)器控制方式通過在推挽正激電路上的實(shí)際應(yīng)用，輸出了完全對(duì)稱的驅(qū)動(dòng)波形，有效防止了由于高頻變壓器繞組上所加電壓正負(fù)半周時(shí)間不等而產(chǎn)生的偏磁問題。從而驗(yàn)證了該死區(qū)控制定時(shí)器控制方法應(yīng)用在雙端變換器上的可行性和優(yōu)越性。

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