蘇玉剛周 瑋呼愛國孫 躍陳 龍

(1.重慶大學(xué)自動化學(xué)院 重慶 400030 2.奧克蘭大學(xué)電子與計算機工程系 奧克蘭 1010)

0 引言

無線電能傳輸技術(shù)(Wireless Power Transfer，WPT)實現(xiàn)了電源到負(fù)載的無線供電，擺脫了直接電接觸對設(shè)備的束縛，并在許多領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用［1，2］。電場耦合無線電能傳輸(Electric-field Coupled Power Transfer，ECPT)技術(shù)以其輕便、低輻射以及耦合機構(gòu)多樣等優(yōu)點成為無線電能傳輸領(lǐng)域新的研究熱點。國內(nèi)外專家學(xué)者圍繞移動機器人［3］、生物醫(yī)學(xué)設(shè)備［4］、3D 絕緣硅超大規(guī)模集成電路［5］、旋轉(zhuǎn)機構(gòu)［6］及電動汽車［7］等諸多應(yīng)用領(lǐng)域展開研究。

目前WPT 系統(tǒng)設(shè)計更關(guān)注電能的無線傳輸［8-11］，但在很多應(yīng)用領(lǐng)域中不僅需要能量的無線傳輸，還需要實現(xiàn)能量與信號的并行傳輸［12，13］。國內(nèi)外學(xué)者已圍繞WPT 系統(tǒng)的能量信號并行傳輸展開研究，但主要集中于感應(yīng)耦合電能傳輸(Inductive Coupled Power Transfer，ICPT)系統(tǒng)。由于ICPT 系統(tǒng)與ECPT 系統(tǒng)的區(qū)別，需要對ECPT 系統(tǒng)進行重新分析，針對系統(tǒng)特性設(shè)計合適的能量并行傳遞方法。目前ICPT 的能量信號并行傳輸研究主要有以下幾類:文獻(xiàn)［14］以信號傳遞為主導(dǎo)，輔以能量傳遞，適用于mW 級小功率設(shè)備;文獻(xiàn)［15］采用電力載波，通過信號與電能波形分離實現(xiàn)信號傳遞;文獻(xiàn)［16］以電壓波形為載波通過ASK 和FSK 等方式傳遞信號。但目前在ECPT 領(lǐng)域的能量與信號并行傳輸?shù)难芯可猩?，僅局限于信號傳遞主導(dǎo)的小功率的能量傳輸［17］。

本文以文獻(xiàn)［18］提出的基于E 類放大器的ECPT系統(tǒng)為例(如圖1所示)，提出一種基于方波載波占空比調(diào)制的信號調(diào)制方法，利用能量通道實現(xiàn)較寬頻率帶寬范圍內(nèi)的信號傳遞，簡化了信號調(diào)制難度，提升了信號傳遞速率，降低了信源開關(guān)頻率，并簡化了信號及能量波形的分離環(huán)節(jié)。

圖1 ECPT 系統(tǒng)電路拓?fù)銯ig.1 Circuit topology of ECPT system

1 ECPT 系統(tǒng)信道建模分析

在圖1的ECPT 系統(tǒng)基礎(chǔ)上將信源串聯(lián)于耦合電容前端，如圖2所示。在ECPT 傳輸能量的通路中傳輸信號，信道對信號的衰減特性將直接影響信號傳輸質(zhì)量，故對信道的特性分析極為重要。

圖2 信號加載模塊位置示意圖Fig.2 Location diagram of signal loading module

考慮電路中的元器件均為理想器件，將直流電壓源Vin內(nèi)阻視為零，即視為短路。為簡化分析，將電路中的整流濾波電路及用電負(fù)載統(tǒng)一考慮成理想阻性負(fù)載Ro。此前提下開關(guān)管S1的通斷將系統(tǒng)分為兩個工作模態(tài)，信道的等效電路圖如圖3所示。

圖3 信道等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit diagram of signal channel

考慮信號電壓u 為信道輸入，信道輸出為負(fù)載電流io。于是各模態(tài)下的信道模型可表示為

S 導(dǎo)通時，有

S 關(guān)斷時，有

式中:x1=［uCN2，iLN，uCS］T;x2=［uCN1，uCN2，iL，iLN，uCS］T。由上述兩種模態(tài)對應(yīng)的狀態(tài)空間方程，以表1中的數(shù)據(jù)為系統(tǒng)仿真參數(shù)，繪制模態(tài)1 和模態(tài)2 的信道模型Bode 圖，得到信道的頻域響應(yīng)特性如圖4所示。

表1 ECPT 電路參數(shù)Tab.1 The circuit parameters of ECPT system

圖4 信道頻率響應(yīng)Bode 圖Fig.4 Bode plot of signal channel frequency response

圖4中兩種模態(tài)下信道的頻域響應(yīng)較為類似。取信道衰減小于5%為無衰減邊界，兩種模態(tài)下信道無衰減的起始角頻率。為減少信道對信號的衰減作用，選擇的信號角頻率ω 需滿足?？梢娫撓到y(tǒng)的信道頻率被限制在較高的頻率范圍，信道帶寬和信號傳遞速率受限。

2 方波載波調(diào)制的系統(tǒng)響應(yīng)

為解決信道頻帶和信號傳遞速率受限的問題，本節(jié)針對ECPT 系統(tǒng)，分析了方波信號激勵下信道的輸出響應(yīng)。在表1 的參數(shù)條件下，信源端口輸入阻抗表示為

考慮方波的上升沿與下降沿蘊含豐富的高頻諧波，而低頻分量較小可以忽略。于是高頻激勵下，信源輸入阻抗進一步近似為

即電路除負(fù)載外的阻抗可近似等效為容性阻抗，于是等效電路圖即簡化為電源與負(fù)載電阻和等效電容的串聯(lián)結(jié)構(gòu)，如圖5所示。

圖5 雙模態(tài)下簡化等效電路圖Fig.5 Simplified equivalent circuit diagram

當(dāng)輸入電壓uin為方波信號時，負(fù)載電阻上的電壓時域解表示為

根據(jù)上述模型求解，可得出載波為任意占空比時，系統(tǒng)的輸出電壓波形如圖6所示。

圖6 方波載波輸入波形與輸出電壓波形Fig.6 Square carrier and output voltage waveform

圖6中，當(dāng)方波信號通過信道時，系統(tǒng)負(fù)載上拾取到的電壓uRo為正負(fù)脈沖信號，正脈沖出現(xiàn)于方波上升沿，負(fù)脈沖出現(xiàn)于方波下降沿。于是一次側(cè)加載的方波信號載波的占空比與二次側(cè)拾取的上下尖峰間隔和周期之比相等，這一特性即克服了信道的帶寬限制。

3 基于方波占空比的信號調(diào)制解調(diào)

在傳統(tǒng)的正弦波載波的信號傳遞模式中，根據(jù)信號的調(diào)制方式不同，可將信號調(diào)至為正弦波載波的幅值(ASK)、頻率(FSK)、相位(PSK)等可識別量，隨同載波傳遞至解調(diào)模塊，根據(jù)上述載波的可識別量解調(diào)信號。但通常正弦波的調(diào)制在高頻條件下對調(diào)制電路要求極高，從而提升了方案實現(xiàn)的難度與成本。

針對前文提出的以方波代替正弦波作為載波的通信模式，本節(jié)進一步提出一種基于方波占空比調(diào)制的信號調(diào)制模式，將信號編譯成載波不同的占空比。由于對方波占空比的調(diào)制較之于對正弦波的調(diào)制而言簡單易行且準(zhǔn)確度更高，故可充分利用占空比調(diào)制方便及可調(diào)范圍寬的特性，采用多進制編碼提升信號傳輸速率、降低信源開關(guān)頻率。在具體調(diào)制過程中，首先將待傳遞數(shù)據(jù)進行編碼，然后根據(jù)多進制碼與占空比的一一映射，將多進制編碼調(diào)制為方波載波的占空比。例如當(dāng)一次側(cè)部分只需要向二次側(cè)部分傳輸“0”、“1”兩種信號，則可選擇占空比為“0.2”和“0.8”的方波載波對應(yīng)相應(yīng)的信號，如果一次側(cè)部分需要向二次側(cè)部分傳輸“00”、“01”、“10”、“11”四種信號，則可選擇占空比為“0.2”、“0.4”、“0.6”和“0.8”的方波載波對應(yīng)相應(yīng)的信號，依次類推，提高信號傳輸速率。最終在一般情況下，可將占空比0～1 均分為N 等分，于是相同的信源開關(guān)頻率下信號傳遞速率可提升log2N 倍，或相同的信號傳遞速率條件下信源開關(guān)頻率降低log2N 倍。

同樣的，在解調(diào)環(huán)節(jié)中根據(jù)解調(diào)電路檢測到的上下尖峰脈沖，將信號恢復(fù)為方波信號，然后提取方波載波中的占空比信息，最終根據(jù)既定的映射關(guān)系將占空比信息恢復(fù)為多進制編碼?？偨Y(jié)如圖7所示，其中信號解調(diào)模塊如圖8所示。

圖7 信號的調(diào)制-傳遞-解調(diào)Fig.7 Modulation-demodulation and transmission of signal

圖8 信號拾取耦合機的構(gòu)改進示意圖Fig.8 Figure of signal pick-up coupling structure

圖8中耦合電容CD傳遞信號，耦合電容Cs傳遞能量，且CD容值遠(yuǎn)小于Cs。由式(4)可知，在以方波電壓作為激勵的電容電阻串聯(lián)回路中，電阻端電壓峰值僅取決于載波即方波信號uin的峰值，與回路中等效電容(受耦合電容影響)和電阻無關(guān)。故本文在耦合極板上分別并聯(lián)一對容值極小的信號耦合電容CD，并在二次側(cè)串聯(lián)信號拾取電阻RD。由于串聯(lián)電容與電阻對信號拾取波形峰值沒有影響，故RD上信號波形幅值與Ro相同，可實現(xiàn)信號傳遞。并且由于CD容值極小，對能量回路的分流作用可以忽略，即對無線電能傳輸沒有影響。故雙耦合電容方式實現(xiàn)能量與信號分離，簡化了能量-信號分離步驟，同時對能量回路的電能傳輸功率影響較小，實現(xiàn)信號的解調(diào)與干擾的隔離。

4 實驗驗證

通過實驗驗證基于方波載波占空比調(diào)制的ECPT系統(tǒng)高速信號傳輸技術(shù)的可行性與有效性。能量傳遞部分根據(jù)圖1的ECPT 電路拓?fù)浯罱▽嶋H電路，系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如表1 所示。圖9為ECPT 系統(tǒng)的能量實驗波形，由圖中可看出，系統(tǒng)工作頻率約為259.7 kHz。負(fù)載為500 Ω 下負(fù)載峰值電壓為272 V，即拾取功率為73.98 W。

圖9 ECPT 系統(tǒng)能量實驗波形Fig.9 Energy experiment waveform of ECPT system

信號傳遞部分的方波載波由FPGA 產(chǎn)生，通過驅(qū)動電路加載入主電路中。圖10為ECPT 系統(tǒng)信號實驗波形，取占空比為50%為例，測得系統(tǒng)信號傳遞速率可達(dá)5.6 Mbit/s。低頻(例如10 kHz)下信號傳遞狀態(tài)良好，頻率大于2.8 MHz時，由于器件特性限制使得信號傳遞不理想。

在低頻段可采用多占空比鍵控的方式調(diào)制信號提高信號速率，如圖11所示。圖中方波載波頻率約為1 MHz，取占空比分別為0.2 和0.8 為例，系統(tǒng)信號解調(diào)效果較好。

圖10 寬頻帶信號傳遞實驗Fig.10 Wide bandwidth of signal transmission experiment

圖11 固定頻率下占空比調(diào)制實驗Fig.11 Duty cycle modulation under fixed frequency

5 結(jié)論

本文針對目前WPT 系統(tǒng)能量信號并行傳輸所存在的信道頻帶及傳輸速率有限，且多應(yīng)用于小功率場合等問題提出了一種以方波載波占空比調(diào)制的信號調(diào)制方法。該方法以方波信號為信號載波，通過改變載波占空比實現(xiàn)信號調(diào)制，在另一側(cè)以脈沖波形為解調(diào)波形，實現(xiàn)從一次側(cè)到二次側(cè)的單通道傳輸。該方法拓寬了信道帶寬，簡化了信號調(diào)制難度;此外采用多進制編碼提升了信號傳輸速率、降低了信源開關(guān)頻率;通過改進信號解調(diào)機構(gòu)，簡化了能量-信號分離步驟。最后搭建了硬件實驗電路，實驗中系統(tǒng)在能量無線傳輸功率達(dá)73.98 W 的同時信號傳遞速率達(dá)5.6 Mbit/s，進一步驗證了本方案的可行性與有效性。為ECPT 系統(tǒng)的能量信號并行傳輸提供了一種新思路。

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