黃瑞哲 陳道煉 許志龍

（福州大學(xué)電力電子與電力傳動(dòng)研究所 福州 350116）

0 引言

逆變器電路結(jié)構(gòu)通?？煞譃閱渭?jí)、兩級(jí)和多級(jí)電路結(jié)構(gòu)，其中兩級(jí)或多級(jí)逆變器具有電路結(jié)構(gòu)和控制系統(tǒng)復(fù)雜、變換效率偏低、成本偏高等缺陷，因而單級(jí)逆變系統(tǒng)成為新能源發(fā)電領(lǐng)域的一個(gè)研究熱點(diǎn)[1,2]。人們對(duì)電壓型逆變器和電流型逆變器的研究取得了顯著的成果[3-5]，然而它們存在一些固有的缺陷：①電壓型逆變器為降壓型逆變器，當(dāng)直流母線(xiàn)電壓低于輸出交流電壓時(shí)，需要增加一級(jí)升壓變換器來(lái)實(shí)現(xiàn)電壓匹配，而電流型逆變器為升壓型逆變器，當(dāng)直流母線(xiàn)電壓高于輸出交流電壓時(shí)，需要增加一級(jí)降壓變換器來(lái)實(shí)現(xiàn)電壓匹配；②電壓型逆變器同一橋臂的功率開(kāi)關(guān)不能同時(shí)導(dǎo)通，以避免造成短路現(xiàn)象，而電流型逆變器上、下橋臂任意時(shí)刻都要保持一個(gè)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通，避免造成開(kāi)路現(xiàn)象，抗電磁干擾能力較差，系統(tǒng)可靠性降低；③由于加入死區(qū)時(shí)間或換流重疊時(shí)間，輸出電壓和電流波形發(fā)生畸變，導(dǎo)致諧波含量增大。

文獻(xiàn)[6]首次提出了 Z 源逆變器新概念及其電路拓?fù)浜屠碚?。Z 源逆變器具有如下特點(diǎn)：①能夠?qū)崿F(xiàn)單級(jí)升降壓功能；②橋臂可以直通或開(kāi)路，電磁干擾引起的開(kāi)關(guān)誤直通或開(kāi)路現(xiàn)象不會(huì)損壞電路；③不需額外加入死區(qū)時(shí)間或換流重疊時(shí)間，輸出波形畸變小。然而，Z 源逆變器的許多不足也需要改進(jìn)[7-9]：①電壓型Z 源逆變器輸入電流不連續(xù)且阻抗網(wǎng)絡(luò)中電容電壓應(yīng)力較大；②電流型Z 源逆變器的電感必須承受較大的電流；③Z 源逆變器存在嚴(yán)重的啟動(dòng)沖擊問(wèn)題。準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)淅^承了Z 源逆變器的所有優(yōu)點(diǎn)，并且通過(guò)對(duì)阻抗網(wǎng)絡(luò)的改進(jìn)獲得了一些新的特性[10-12]。如與電壓型Z 源逆變器相比，電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器的電容電壓應(yīng)力更低，同時(shí)輸入側(cè)電感使得輸入電流連續(xù)且不存在啟動(dòng)沖擊問(wèn)題[13]；與電流型Z 源逆變器相比，電流型準(zhǔn)Z 源逆變器的儲(chǔ)能電感電流更小。光伏、風(fēng)力、燃料電池等新能源發(fā)電通常具有寬輸入電壓范圍的特點(diǎn)，要求逆變器具有適應(yīng)寬輸入電壓變化的能 力[14,15]。準(zhǔn)Z 源逆變器的電壓增益理論上可以達(dá)到零至無(wú)窮大，但實(shí)際中它的直流側(cè)升壓因子較小，通常適用于輸入電壓150V 以上場(chǎng)合，當(dāng)輸入電壓低于該值時(shí)，為了得到期望的輸出電壓幅值，需要增大直通占空比D0。直通占空比D0和逆變器的調(diào)制系數(shù)M相互制約，從而需要減小調(diào)制系數(shù)M，導(dǎo)致的結(jié)果是：①逆變橋輸入側(cè)母線(xiàn)電壓和Z 網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓較高，逆變橋開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力和Z 網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓應(yīng)力較大；②輸出電壓（電流）波形諧波含量增大。

本文提出和深入分析了一種新穎的適用于低輸入電壓場(chǎng)合的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器及其控制策略，獲得了重要結(jié)論。這類(lèi)逆變器在保留準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)鋬?yōu)點(diǎn)的同時(shí)，提升了直流側(cè)的升壓因子，拓寬了輸入電壓的變化范圍，降低了功率開(kāi)關(guān)和Z 源網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓應(yīng)力。

1 電路拓?fù)渑c控制策略

1.1 電路拓?fù)?/h3>

新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)淙鐖D1所示。該電路拓?fù)涫怯纱笊龎罕茸杩咕W(wǎng)絡(luò)、單相逆變橋和單相LC 濾波器構(gòu)成，其中大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)是由儲(chǔ)能電感L0和依序級(jí)聯(lián)的 2 個(gè)相同的DLCC 型二端口阻抗網(wǎng)絡(luò)單元串聯(lián)構(gòu)成，每個(gè)DLCC型二端口阻抗網(wǎng)絡(luò)單元是由一個(gè)功率二極管、一個(gè)儲(chǔ)能電感和兩個(gè)儲(chǔ)能電容構(gòu)成。通過(guò)增加DLCC 型二端口阻抗網(wǎng)絡(luò)單元數(shù)量，可將該電路拓?fù)渫茝V到多級(jí)結(jié)構(gòu)。

圖1 新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)銯ig.1 Circuit topology of the novel single phase voltage mode quasi-Z-source inverter

輸入直流電壓Ui在直通占空比D0和大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)的作用下，被調(diào)制成高頻脈沖直流電壓u1，u1經(jīng)單相逆變橋調(diào)制成單級(jí)性SPWM 電壓波u2，u2經(jīng)單相LC 濾波器后在輸出側(cè)得到正弦交流電壓波uo。

1.2 控制策略

圖2 具有阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時(shí)值反饋單極性SPWM 控制策略Fig.2 Single polarity SPWM control strategy with energy storage capacitor voltage feed forward control of impedance and feedback control of output voltage

新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器采用具有阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時(shí)值反饋單極性SPWM 控制策略，如圖2所示。輸出電壓uo瞬時(shí)值反饋單極性SPWM 控制策略，用來(lái)調(diào)節(jié)逆變器的調(diào)制比M；而大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓UC2前饋控制策略，用來(lái)調(diào)節(jié)逆變器的直通占空比D0。輸出電壓反饋信號(hào)uof與基準(zhǔn)電壓ur比較、誤差放大后得到信號(hào)ue（表征正弦調(diào)制比信號(hào)M），儲(chǔ)能電容電壓反饋信號(hào)UC2f與儲(chǔ)能電容電壓基準(zhǔn)信號(hào)UC2r比較、誤差放大后得到信號(hào)ud（表征直通占空比信號(hào)D0）；ue、ud及其反相信號(hào)分別與三角形載波uc交截并經(jīng)適當(dāng)?shù)倪壿嬰娐泛筝敵鰡蜗嗄孀儤蚬β书_(kāi)關(guān)S1、S2、S3和S4的控制信號(hào)。當(dāng)輸入電壓Ui變化時(shí)，通過(guò)調(diào)節(jié)直通占空比信號(hào)D0來(lái)實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能電容電壓UC2的穩(wěn)定；當(dāng)輸出負(fù)載ZL發(fā)生變化時(shí)，通過(guò)調(diào)節(jié)正弦調(diào)制比信號(hào)M來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電壓uo的穩(wěn)定。

2 穩(wěn)態(tài)原理特性

2.1 高頻模態(tài)分析

所提出逆變器在一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)具有5 個(gè)工作模態(tài)，輸出正半周儲(chǔ)能電感電流連續(xù)時(shí)一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)原理波形和工作模態(tài)分別如 圖3和圖4所示。輸出負(fù)半周的工作情況與正半周類(lèi)似，限于篇幅，這里僅分析輸出正半周的工作情況。定義開(kāi)關(guān)函數(shù)Sn為

圖3 一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)原理波形Fig.3 Principle waveforms during a high frequency switching period

圖4 輸出正半周一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的工作模態(tài)Fig.4 Operation mode within one switching period of the output positive half cycle

（1）工作模態(tài)1[t0～t1,t4～t5]。開(kāi)關(guān)管S1、S4導(dǎo)通，電路工作在有效矢量狀態(tài)。二極管VD1與VD2導(dǎo)通，電源與儲(chǔ)能電感一邊給儲(chǔ)能電容充電，一邊向交流側(cè)傳輸能量；母線(xiàn)電壓達(dá)到峰值，逆變橋輸出電壓等于母線(xiàn)電壓。

（2）工作模態(tài)2[t1～t2,t3～t4]。開(kāi)關(guān)管S1、S2導(dǎo)通，電路工作在傳統(tǒng)零矢量狀態(tài)。輸出濾波電感電流iLf通過(guò)S1、S2續(xù)流，呈下降趨勢(shì)；二極管VD1與VD2導(dǎo)通，電源與儲(chǔ)能電感給儲(chǔ)能電容充電，但停止向交流側(cè)傳輸能量，母線(xiàn)電壓仍為峰值，逆變橋輸出電壓為零。

（3）工作模態(tài)3[t2～t3]。S1、S2、S3導(dǎo)通，S1、S3所在橋臂短路，電路工作在直通零矢量狀態(tài)。此時(shí)二極管VD1與VD2截止，承受的反壓，電源與儲(chǔ)能電容向儲(chǔ)能電感充電，母線(xiàn)電壓降為0，輸出濾波電感電流iLf仍通過(guò)S1、S2續(xù)流。

（4）工作模態(tài)4[t5～t6,t7～t8]。S3、S4導(dǎo)通，工作情況與工作模態(tài)2 類(lèi)似，電路工作在傳統(tǒng)零矢量狀態(tài)，iLf通過(guò)S3、S4續(xù)流。

（5）工作模態(tài)5[t6～t7]。S1、S3、S4導(dǎo)通，工作情況與模態(tài)3 類(lèi)似，電路工作在直通零矢量狀態(tài)，iLf通過(guò)S3、S4續(xù)流。

2.2 電壓傳輸比推導(dǎo)

所提出的逆變器每個(gè)儲(chǔ)能電感在一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)充磁和去磁各兩次，儲(chǔ)能電感在橋臂直通期間D0TS的充磁等效電路和橋臂非直通期間(1-D0)TS的去磁等效電路如圖5所示。其中，逆變橋交流負(fù)載用等效電流源i1表示。

圖5 儲(chǔ)能電感在一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)等效電路Fig.5 The equivalent circuits of the energy storage inductance during a high frequency switching period

設(shè)儲(chǔ)能電容端電壓在一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期TS內(nèi)恒定不變，用表示；輸入直流電源電流ii用儲(chǔ)能電感L0的電流iL0表示。由圖5a所示橋臂直通期間D0TS充磁等效電路可得

由圖5b 所示橋臂非直通期間(1-D0)TS去磁等效電路可得

設(shè)單相逆變橋直流側(cè)的電壓幅值為U1，可得補(bǔ)充方程

根據(jù)狀態(tài)空間平均法，將式（1）×D0+式（2）×，聯(lián)合式（4）得大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓值UC1、UC2和為

單相逆變橋直流側(cè)的電壓幅值U1為

設(shè)單相逆變橋的調(diào)制系數(shù)為M(0＜M≤1-D0），則所提出逆變器的電壓傳輸比為

設(shè)G為所提出逆變器的電壓增益，則有

設(shè)最大直通占空比D0max=1-M，則有

設(shè)US為單相逆變橋開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力，則單相逆變橋開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力與電壓增益G關(guān)系為

由式（10）～式（12），可得

所提出逆變器與傳統(tǒng)電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器比較如圖6所示。

圖6 兩種準(zhǔn)Z 源逆變器的比較Fig.6 Comparison of the two kinds of quasi-Z inverters

由圖6a 可知，隨著直通占空比D0增大，大升壓比準(zhǔn)Z 源阻抗網(wǎng)絡(luò)升壓能力顯著增強(qiáng)，當(dāng)D0=0.3時(shí)，傳統(tǒng)的準(zhǔn)Z 源阻抗網(wǎng)絡(luò)的升壓因子B只有2.5，而大升壓阻抗網(wǎng)絡(luò)則高達(dá)10。由圖10b 可知，當(dāng)電壓增益G相同且大于1時(shí)，所提出逆變器功率開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力小于傳統(tǒng)電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器，而且G越大，優(yōu)勢(shì)越明顯；當(dāng)功率開(kāi)關(guān)電壓等級(jí)相同時(shí)，所提出逆變器的電壓增益要比傳統(tǒng)的準(zhǔn)Z 源逆變器大。

所提出逆變器的電壓增益G、調(diào)制系數(shù)M與直通占空比D0關(guān)系如圖7所示。由圖7可知，隨著M與D0增大，電壓增益G迅速增大，并且只要較小的D0就可以得到較大的G。因此，所提出的逆變器更適合于光伏電池、燃料電池等輸入電壓較低或波動(dòng)范圍較大的應(yīng)用場(chǎng)合。

圖7 逆變器電壓增益G與調(diào)制系數(shù)M和 直通占空比D0關(guān)系Fig.7 Relationship voltage gain of the inverterGwith modulation indexMand shooting-through duty ratioD0

3 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電感設(shè)計(jì)

大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電感的設(shè)計(jì)，要兼顧高頻電流紋波的抑制、避免發(fā)生諧振、確保儲(chǔ)能電感電流連續(xù)三個(gè)方面。

3.1.1 基于抑制高頻電流紋波的電感取值

儲(chǔ)能電感電流在一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期的穩(wěn)態(tài)波形如圖8所示。

圖8 儲(chǔ)能電感電流穩(wěn)態(tài)波形Fig.8 Steady state waveforms of energy storage inductor current

儲(chǔ)能電感在直通狀態(tài)下有

在直通期間，電感電流的變化量為

若給定紋波系數(shù)c，令

取L0=L1=L2=L，那么由式（14）～式（16）可以得到

3.1.2 避免發(fā)生諧振的電感取值

如果儲(chǔ)能電感和儲(chǔ)能電容取值不當(dāng)，阻抗網(wǎng)絡(luò)將會(huì)出現(xiàn)諧振。在電容取值確定后，為了避免諧振的發(fā)生，電感的取值應(yīng)使阻抗網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率fr小于逆變器的開(kāi)關(guān)頻率fs，即

由式（18）可以得到

3.1.3 保持儲(chǔ)能電感電流連續(xù)的電感取值

逆變器工作在非直通狀態(tài)時(shí)，可能會(huì)出現(xiàn)二極管電流斷續(xù)和直流母線(xiàn)電壓畸變現(xiàn)象。下面探討如何通過(guò)合理的電感取值來(lái)避免這一現(xiàn)象的發(fā)生。

在橋臂非直通狀態(tài)下，二極管VD1及VD2的電流為

為了避免二極管電流斷續(xù)，應(yīng)滿(mǎn)足

式中，i1max為非直通時(shí)母線(xiàn)電流最大值；Io為輸出電流有效值。又

由式（21）和式（22）可得

電感電流平均值為

由式（21）～式（24）可得

整理得

綜上所述，儲(chǔ)能電感取值應(yīng)滿(mǎn)足

3.2 大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容設(shè)計(jì)

3.2.1 基于抑制高頻紋波電容取值

一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期中有兩個(gè)直通區(qū)間，每個(gè)區(qū)間采用圖2所示控制策略，直通時(shí)間為

設(shè)儲(chǔ)能電感取值足夠大，各電感電流在一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)可近似認(rèn)為恒定，即

直通時(shí)，各電容電流為

直通區(qū)間內(nèi)，電容電壓的變化量

給定紋波系數(shù)a，則

綜合式（30）～式（32）可得

設(shè)計(jì)中取各電容值相等，則電容取值應(yīng)滿(mǎn)足

3.2.2 基于二次諧波考慮的電容取值

一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，各電容電流的平均值可以表示為

設(shè)輸出交流電壓、電流峰值分別Um和Im，所提出的逆變器非直通時(shí)母線(xiàn)電流為

由式（35）和式（36）可得

對(duì)式（37）積分可以求得各個(gè)電容電壓二次諧波的幅值為

設(shè)允許的二次諧波紋波系數(shù)為b，則有

則電容C的取值應(yīng)滿(mǎn)足

由于抑制二次諧波的電容量比抑制高頻紋波的大，故電容值滿(mǎn)足式（40）即滿(mǎn)足式（34）。

3.3 功率開(kāi)關(guān)的電壓和電流應(yīng)力

逆變橋四個(gè)功率開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力為

若直通時(shí)為S1、S3同時(shí)導(dǎo)通，則第k個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期流過(guò)S1、S3的瞬時(shí)電流為

iS1(t)=iS3(t)=

第k個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期S1、S3的電流平均值為

第k個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期S1、S3的電流有效值為

S2、S4的電流為濾波電感電流，故其第k個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期的電流平均值為

電流有效值為

4 原理實(shí)驗(yàn)

設(shè)計(jì)實(shí)例：輸入直流電壓Ui=90～110V，輸出交流電壓Uo=220V/50Hz，額定容量S=1 000V·A，開(kāi)關(guān)頻率fs=50kHz，大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電感L1=L2=L3=1mH，每個(gè)儲(chǔ)能電感采用2 個(gè)型號(hào)為NPF250060ˉ18C 的磁心疊用且N=78 匝，儲(chǔ)能電容，濾波電感Lf=1.2mH，濾波電容Cf=1μF，功率開(kāi)關(guān)S1、S2、S3、S4選用IXGH48ˉ N60C3D1 IGBT 器件，阻斷二極管VD1、VD2選用DESI30ˉ60A 超快恢復(fù)二極管。

所提出的逆變器在輸入電壓100V、額定阻性負(fù)載時(shí)實(shí)驗(yàn)波形，圖9所示。圖9a 為逆變器輸出正半周時(shí)功率開(kāi)關(guān)S1、S2、S3、S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，直通信號(hào)D0被合成到左橋臂上、下功率開(kāi)關(guān)S1、S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)中；圖9b 為功率開(kāi)關(guān)S14的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和集射電壓，由于設(shè)置了緩沖電路，各開(kāi)關(guān)管的集射電壓尖峰得到較好的抑制；圖9c 為逆變橋輸入側(cè)直流母線(xiàn)電壓u1波形，u1為零對(duì)應(yīng)逆變橋橋臂直通D0TS、儲(chǔ)能電感儲(chǔ)能和輸出濾波電感續(xù)流期間，u1不為零對(duì)應(yīng)逆變橋橋臂非直通(1-D0)TS、儲(chǔ)能電感向儲(chǔ)能電容和負(fù)載傳輸能量期間；圖9d 為大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)二極管VD1波形，在逆變橋橋臂直通D0Ts期間，二極管反偏截止；圖9e 為輸入電壓Ui、電容電壓UC1和UC2波形，儲(chǔ)能電容取值較大時(shí)電容電壓UC1、UC2波形中疊加了一個(gè)較小的兩倍輸出頻率的交流分量，UC2=360V、UC1=130V時(shí)直通占空比D0=0.265，式（8）計(jì)算得到的理想值u1=488V，由于內(nèi)阻影響u1實(shí)測(cè)值為475V；圖9f 為逆變器輸出電壓uo和輸出電流io波形，由于開(kāi)關(guān)信號(hào)無(wú)需設(shè)置死區(qū)時(shí)間，uo和io波形諧波含量減少，波形質(zhì)量較好。這種逆變器在額定阻性負(fù)載時(shí)的變換效率為91.6%，THD 為1.7%。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了所提出的電路拓?fù)渑c控制策略的正確性。

圖9 所提出逆變器在輸入電壓100V、額定阻性負(fù)載時(shí)實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of the proposed inverter underUi=100V and normalized resistive load

5 結(jié)論

（1）新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)涫怯纱笊龎罕茸杩咕W(wǎng)絡(luò)、單相逆變橋和單相LC 濾波器依序級(jí)聯(lián)構(gòu)成，其中大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)是由儲(chǔ)能電感L0和依序級(jí)聯(lián)的兩個(gè)相同的DLCC 型二端口阻抗網(wǎng)絡(luò)單元串聯(lián)構(gòu)成。

（2）新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器，采用具有大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時(shí)值反饋單極性SPWM 控制策略。

（3）深入分析了所提出逆變器在一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)5 種基本工作模態(tài)及其等效電路，推導(dǎo)出了 電壓傳輸比。

（4）給出了大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電感、儲(chǔ)能電容、功率開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力等關(guān)鍵電路參數(shù)的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，儲(chǔ)能電感設(shè)計(jì)需要兼顧抑制高頻電流紋波、避免發(fā)生諧振、確保儲(chǔ)能電感電流連續(xù)三個(gè)方面，儲(chǔ)能電容設(shè)計(jì)需要兼顧抑制高頻紋波和抑制二次諧波兩個(gè)方面。

（5）實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出電路拓?fù)?、控制策略和理論分析的正確性，這類(lèi)逆變器在低輸入電壓或輸入電壓波動(dòng)范圍大的光伏、風(fēng)力和燃料電池等新能源發(fā)電領(lǐng)域具有重要的應(yīng)用前景。

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