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        基于擾動(dòng)觀測(cè)器的電動(dòng)助力轉(zhuǎn)向系統(tǒng)用永磁同步電機(jī)魯棒預(yù)測(cè)電流控制

        2015-06-13 07:29:20張建偉郭孔輝
        關(guān)鍵詞:無差觀測(cè)器控制算法

        張 虎,張建偉,郭孔輝,李 洋

        (吉林大學(xué) 汽車仿真與控制國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,長(zhǎng)春130022)

        0 引 言

        電動(dòng)助力轉(zhuǎn)向系統(tǒng)(Electric power steering,EPS)以其高效、節(jié)能和安裝方便等優(yōu)點(diǎn)正逐漸取代液壓助力轉(zhuǎn)向系統(tǒng)成為汽車動(dòng)力轉(zhuǎn)向系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)。EPS 的助力電機(jī)主要有直流有刷電機(jī)、直流無刷電機(jī)、永磁同步電機(jī)和感應(yīng)電機(jī)。相比于其他幾種助力電機(jī),永磁同步電機(jī)以其高能量密度、高轉(zhuǎn)矩慣量比、高可靠性和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小等優(yōu)點(diǎn)越來越多地應(yīng)用到EPS 中[1]。

        目前常用的EPS 用永磁同步電機(jī)電流控制策略為基于矢量控制的同步坐標(biāo)系下的PI 控制。但是矢量控制僅實(shí)現(xiàn)了dq 軸電流的靜態(tài)解耦,動(dòng)態(tài)過程中交叉耦合項(xiàng)的存在會(huì)影響電流跟蹤性能。為此,文獻(xiàn)[2-3]提出了前饋解耦、反饋解耦、內(nèi)模解耦和逆系統(tǒng)解耦等各種解耦方法來提高電流動(dòng)態(tài)性能。此外,傳統(tǒng)PI 電流控制調(diào)節(jié)時(shí)間長(zhǎng)且容易超調(diào),很難兼顧EPS 系統(tǒng)對(duì)電流響應(yīng)的快速性和穩(wěn)定性的要求。

        除傳統(tǒng)的PI 電流控制外,滯環(huán)控制、無差拍控制等方法也被廣泛應(yīng)用于永磁同步電機(jī)電流環(huán)的控制。滯環(huán)控制響應(yīng)迅速且對(duì)電機(jī)參數(shù)不敏感[4],但其控制的電流波紋大且開關(guān)頻率不定,不適用于EPS 系統(tǒng)。無差拍電流控制能夠在有限拍時(shí)間內(nèi)無差跟蹤目標(biāo)電流值,響應(yīng)快速且無超調(diào),但其控制性能依賴于精確的電機(jī)模型,另外,與其他控制方法一樣,其穩(wěn)定性受控制延遲的影響,因此在實(shí)際應(yīng)用中應(yīng)對(duì)無差拍控制進(jìn)行改進(jìn)。針對(duì)控制延時(shí)問題,文獻(xiàn)[5-6]提出將延時(shí)放到電機(jī)模型中并對(duì)電機(jī)電流進(jìn)行向前一步預(yù)測(cè)的方法消除系統(tǒng)延時(shí)對(duì)穩(wěn)定性的影響。針對(duì)電機(jī)電感參數(shù)攝動(dòng)問題,文獻(xiàn)[7-8]提出采用狀態(tài)觀測(cè)器預(yù)測(cè)下一時(shí)刻電機(jī)電流,并通過調(diào)整狀態(tài)觀測(cè)器的增益擴(kuò)展了系統(tǒng)穩(wěn)定性對(duì)模型電感誤差的容許范圍。但上述方法并未考慮其他電機(jī)參數(shù)攝動(dòng)及擾動(dòng)對(duì)系統(tǒng)魯棒性能的影響。文獻(xiàn)[9]采用參數(shù)在線辨識(shí)的方法來消除電機(jī)參數(shù)波動(dòng)對(duì)系統(tǒng)性能的影響,但辨識(shí)過程繁瑣且辨識(shí)結(jié)果受采樣噪聲的影響。

        針對(duì)上述問題,本文首先利用反饋解耦消除了電壓交叉耦合項(xiàng)對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能的影響。在此基礎(chǔ)上建立了考慮系統(tǒng)延時(shí)和擾動(dòng)的電機(jī)解耦模型。分析了系統(tǒng)延時(shí)、電機(jī)參數(shù)攝動(dòng)和其他系統(tǒng)擾動(dòng)對(duì)無差拍電流控制器動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能的影響,提出了一種由無差拍控制器、電流狀態(tài)觀測(cè)器和自適應(yīng)擾動(dòng)觀測(cè)器構(gòu)成的魯棒預(yù)測(cè)無差拍電流控制(ARPCC)算法,電流狀態(tài)觀測(cè)器用于保證無差拍控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性,自適應(yīng)擾動(dòng)觀測(cè)器用于提高系統(tǒng)的跟蹤精度。然后對(duì)所提控制器的無差拍性能和穩(wěn)定性進(jìn)行了分析,并在一臺(tái)460 W的EPS 永磁同步電機(jī)上對(duì)所提控制算法的有效性進(jìn)行了試驗(yàn)驗(yàn)證。

        1 永磁同步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型

        1.1 永磁同步電機(jī)基本模型

        忽略磁路飽和、磁滯和渦流的影響,假設(shè)定子三相繞組對(duì)稱且繞組電流在氣隙中產(chǎn)生的磁動(dòng)勢(shì)為正弦分布,則在同步dq 軸坐標(biāo)系下,表貼式永磁同步電機(jī)電流動(dòng)態(tài)方程可以表示為:

        式中:id、iq、ud和uq分別為電機(jī)dq 軸的電流和電壓;R、L 和ψ 分別為電機(jī)定子電阻、定子電感和轉(zhuǎn)子磁鏈;ωe為電角速度。

        由式(1)可知,矢量控制僅實(shí)現(xiàn)了dq 軸電流的靜態(tài)解耦,在動(dòng)態(tài)過程中,由于交叉耦合項(xiàng)ωeiq和ωeid的存在造成兩軸電流相互影響,使dq 軸電流控制精度降低,動(dòng)態(tài)過程變慢[2]。因此要實(shí)現(xiàn)電機(jī)良好的動(dòng)、靜態(tài)性能,必須先對(duì)交叉耦合項(xiàng)進(jìn)行補(bǔ)償,本文采用反饋解耦的方法來消除交叉耦合項(xiàng)對(duì)系統(tǒng)性能的影響。令:

        式中:i =[id,iq]T;v =[vd,vq]T;ac=-R/L,bc=1/L。

        由式(3)可知,dq 軸電流狀態(tài)方程被解耦為兩個(gè)完全相同的單輸入、單輸出一階慣性環(huán)節(jié)。上述狀態(tài)方程式(3)的解為:

        考慮到逆變器零階保持特性,令t0=kT,且t=(k+1)T,則式(4)可以離散化為:

        1.2 考慮延時(shí)及擾動(dòng)的永磁同步電機(jī)模型

        圖1 為數(shù)字電流控制器的時(shí)序圖,理想的控制器采樣、計(jì)算和控制量的輸出都是在采樣時(shí)刻kT 完成的。但實(shí)際上,從電流控制開始到控制結(jié)束存在兩個(gè)采樣周期的延時(shí)。第一個(gè)延時(shí)用于電流等信號(hào)的采集及控制算法的計(jì)算,逆變器的零階保持特性引入了第二個(gè)延時(shí)[5]。

        圖1 數(shù)字電流控制器時(shí)序圖Fig.1 Timing sequence of the digital current controller

        此外,系統(tǒng)運(yùn)行過程中,電機(jī)參數(shù)攝動(dòng)、電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信號(hào)和電流信號(hào)的擾動(dòng)、蓄電池電壓波動(dòng)、逆變器非線性和電機(jī)的未建模動(dòng)態(tài)都會(huì)影響電流控制器的魯棒性能,因此本文將其統(tǒng)一作為系統(tǒng)擾動(dòng)處理,其表達(dá)式為:

        在狀態(tài)方程(3)的解中引入延時(shí)td=T 和式(6)所述的不確定性擾動(dòng),并令id(t)=i(t-td)則有:

        將t0=kT-td和t=(k+1)T 代入式(7)得:

        假設(shè)在采樣周期內(nèi)擾動(dòng)d(t)不變且施加在

        電機(jī)上的電壓保持恒定,并令dd(t)=d(t-td)則有:

        由式(8)(9)可得考慮延時(shí)及擾動(dòng)的永磁同步電機(jī)離散模型為:

        2 無差拍電流控制的動(dòng)態(tài)分析

        無差拍電流控制能夠在有限拍的時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)電機(jī)電流對(duì)給定電流的無差跟蹤[10]。當(dāng)延遲時(shí)間滿足td?T 時(shí),即忽略采樣和計(jì)算延時(shí),電機(jī)電流動(dòng)態(tài)方程可由式(5)表示,令i(k +1)=iref(k),則無差拍控制率可以表示為:

        由式(5)(11)得無差拍電流控制框圖,如圖2 所示。

        圖2 無差拍電流控制框圖Fig.2 Block diagram of the deadbeat current control

        當(dāng)忽略采樣和計(jì)算延時(shí)時(shí),無差拍電流控制能夠在一個(gè)采樣周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)電機(jī)電流對(duì)給定電流的無差跟蹤。但實(shí)際上當(dāng)延遲時(shí)間與控制周期相當(dāng)時(shí),由數(shù)字控制本身不可避免的延時(shí)也會(huì)降低系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。圖3 為考慮延時(shí)的無差拍電流控制框圖。

        由控制框圖3 可知,考慮延時(shí)的無差拍電流控制閉環(huán)傳遞函數(shù)為:

        由式(13)可知,當(dāng)β=1 時(shí),閉環(huán)傳遞函數(shù)簡(jiǎn)化為T(z)=1/(z2-z+1),系統(tǒng)的兩個(gè)閉環(huán)極點(diǎn)都位于單位圓上,系統(tǒng)穩(wěn)定裕度大大降低。系統(tǒng)穩(wěn)定的條件為:0 <β <1。因此延時(shí)的存在使系統(tǒng)的無差拍控制性能劣化。

        由上述分析可知,無差拍電流控制器的穩(wěn)定性受到系統(tǒng)延時(shí)和電感參數(shù)攝動(dòng)的影響。另外,電機(jī)參數(shù)攝動(dòng)、各采樣信號(hào)的擾動(dòng)、逆變器非線性和電機(jī)模型中的未建模動(dòng)態(tài)等擾動(dòng)也會(huì)影響電流控制的魯棒性能。

        圖3 考慮延時(shí)的無差拍電流控制框圖Fig.3 Block diagram of the deadbeat current control with time delay

        3 基于擾動(dòng)觀測(cè)器的魯棒預(yù)測(cè)電流控制算法設(shè)計(jì)及分析

        為了補(bǔ)償采樣和計(jì)算延時(shí)以及系統(tǒng)擾動(dòng),提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和控制精度,本文在無差拍電流控制基礎(chǔ)上增加電流觀測(cè)器和擾動(dòng)觀測(cè)器。電流觀測(cè)器預(yù)測(cè)電機(jī)電流補(bǔ)償系統(tǒng)延時(shí)并通過調(diào)整觀測(cè)器增益擴(kuò)展系統(tǒng)穩(wěn)定性對(duì)電感攝動(dòng)容許范圍,從而提高系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。擾動(dòng)觀測(cè)器可以估計(jì)包括電機(jī)參數(shù)變化、車載蓄電池電壓波動(dòng)、逆變器非線性以及其他一切擾動(dòng)的綜合作用[11],從而提高系統(tǒng)的魯棒性能。

        3.1 魯棒預(yù)測(cè)電流控制算法設(shè)計(jì)

        假設(shè)系統(tǒng)擾動(dòng)dd(k)已知,為了補(bǔ)償采樣和計(jì)算延遲,提高系統(tǒng)穩(wěn)定性,將式(10)超前一個(gè)采樣周期,并且令id(k+2)=iref(k)得電流控制系統(tǒng)的無差拍控制率:

        之所以稱之為預(yù)測(cè)控制是因?yàn)樾枰A(yù)測(cè)下一時(shí)刻的電機(jī)電流id(k+1)和擾動(dòng)dd(k+1)。

        k+1 時(shí)刻的擾動(dòng)dd(k+1)可以利用拉格朗日差值公式預(yù)測(cè)得到:

        本文采用狀態(tài)觀測(cè)器預(yù)測(cè)k+1 時(shí)刻的電機(jī)電流id(k+1)。電流觀測(cè)器的差分方程為:

        系統(tǒng)帶寬和收斂速度取決于觀測(cè)器極點(diǎn)的位置。此狀態(tài)觀測(cè)器的極點(diǎn)為,為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性,狀態(tài)觀測(cè)器增益值應(yīng)滿足0 <Lso<2。

        3.2 自適應(yīng)擾動(dòng)觀測(cè)器設(shè)計(jì)

        本文采用基于李雅普諾夫穩(wěn)定理論的自適應(yīng)觀測(cè)器估計(jì)系統(tǒng)擾動(dòng)dd(k),由狀態(tài)方程式(10)構(gòu)造自適應(yīng)觀測(cè)器的參考模型如下:

        則其可變模型可以表示為:

        構(gòu)造如下李雅普諾夫函數(shù):

        式中:λ 為大于零的實(shí)數(shù)。

        由李雅普諾夫穩(wěn)定理論[12]可知,要使系統(tǒng)全局漸進(jìn)穩(wěn)定必須滿足:

        對(duì)式(20)李雅普諾夫函數(shù)求導(dǎo)得:

        由式(22)得系統(tǒng)擾動(dòng)自適應(yīng)率為:

        自適應(yīng)率的離散化形式為:

        3.3 魯棒預(yù)測(cè)電流控制的無差拍性能及擾動(dòng)觀測(cè)器穩(wěn)定性分析

        由式(14)(16)得魯棒預(yù)測(cè)電流控制框圖如圖4 所示。

        圖4 魯棒預(yù)測(cè)電流控制框圖Fig.4 Block diagram of the robust predictive current control

        由控制框圖4 知,魯棒預(yù)測(cè)電流控制開環(huán)傳遞函數(shù)為:

        假設(shè)β ≈1,則系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為:

        由式(26)可知,對(duì)于任意的狀態(tài)觀測(cè)器增益Lso,魯棒預(yù)測(cè)控制都是兩個(gè)采樣延時(shí)的無差拍控制,即電機(jī)電流經(jīng)過兩個(gè)控制周期后實(shí)現(xiàn)對(duì)給定電流的無差跟蹤。其閉環(huán)特征方程為(z+Lso)(z-1)+Lsoβ =0,由July 判據(jù)可知,當(dāng)β ∈[0,(1+Lso)/Lso]時(shí)系統(tǒng)穩(wěn)定。減小觀測(cè)器增益Lso能夠在不改變無差拍性能的前提下擴(kuò)展對(duì)電感不確定的容許范圍,增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。

        為了確定式(24)中的自適應(yīng)增益λ 的取值范圍,引入離散域李雅普諾夫函數(shù):

        則自適應(yīng)律能夠使觀測(cè)器穩(wěn)定的條件為:

        由式(27)為正定二次型函數(shù)知,要使式(28)成立只需滿足:

        將式(19)(24)(27)的離散式代入式(29)得:

        此外,由于實(shí)際的系統(tǒng)擾動(dòng)都是在一定范圍內(nèi)變化的,為了保證自適應(yīng)觀測(cè)器的有界穩(wěn)定性,將估計(jì)的擾動(dòng)(k)限制在內(nèi)。

        4 仿真及試驗(yàn)結(jié)果分析

        對(duì)提出的基于自適應(yīng)擾動(dòng)觀測(cè)器的魯棒預(yù)測(cè)電流控制(ARPCC)算法的性能進(jìn)行仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證。仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證用轉(zhuǎn)向助力電機(jī)參數(shù)如下:額定功率為460 W;額定轉(zhuǎn)速為1050 r/min;額定轉(zhuǎn)矩為4.2 N·m;額定電流為113 A;定子電阻為0.0143 Ω;定子電感為66.2 μH;轉(zhuǎn)子磁鏈為0.00618 Wb;極對(duì)數(shù)為4。由于算法是基于矢量控制的,故采用SVPWM 調(diào)制方法,電流的采樣和控制周期均為50 μs。

        4.1 仿真結(jié)果及分析

        仿真環(huán)境為Matlab/Simulink,本文所提出的ARPCC 算法中狀態(tài)觀測(cè)器增益Lso=0.5,擾動(dòng)觀測(cè)器增益λ=0.4。

        圖5 給出了文獻(xiàn)[7]提出的魯棒預(yù)測(cè)電流控制(RPCC)算法和本文提出的ARPCC 算法忽略逆變器非線性而電阻增大80%時(shí)的q 軸電流控制效果。其測(cè)試工況為:q 軸目標(biāo)電流設(shè)為頻率為1 Hz、幅值為113 A 的正弦電流信號(hào),負(fù)載為4 N·m 以模擬EPS 原地轉(zhuǎn)向工況(工況1)。圖中和Δiq_ARPCC分別表示q 軸目標(biāo)電流、RPCC 算法控制誤差和ARPCC 算法控制誤差,由圖5 可知,RPCC 控制器電流穩(wěn)態(tài)誤差隨電流的增大而增加,最大達(dá)到3 A 左右,而本文提出的ARPCC 控制器無論電流大小都沒有穩(wěn)態(tài)誤差。

        圖5 電阻增加80%兩種控制算法的仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of two control algorithms

        圖6 給出了兩種控制算法忽略逆變器非線性而磁鏈降低50%時(shí)的q 軸電流控制效果。其測(cè)試工況為:電機(jī)轉(zhuǎn)速在0.02 s 時(shí)從靜止階躍到1000 r/min,電機(jī)目標(biāo)電流從0 A 階躍到30 A 以模擬較高車速下EPS 快速轉(zhuǎn)向工況(工況2)。從圖6 可以看出,RPCC 算法電流穩(wěn)態(tài)誤差隨電機(jī)轉(zhuǎn)速升高而增大,最大達(dá)到2 A 左右,而本文提出的ARPCC 算法靜態(tài)誤差幾乎為零。

        圖6 磁鏈減少50%兩種控制算法的仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results of two control algorithms

        圖7 為電機(jī)參數(shù)準(zhǔn)確、逆變器死區(qū)時(shí)間為2 μs 時(shí),在工況1 下兩種控制算法的電流跟蹤效果。由圖7 可知,本文提出的ARPCC 算法能有效地抑制由逆變器非線性引入的擾動(dòng),而RPCC 算法不能抑制此擾動(dòng)。

        圖7 考慮死區(qū)時(shí)間兩種控制算法的仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of two control algorithms with deadtime

        圖8 為兩種控制算法在蓄電池電壓波動(dòng)時(shí)在工況1 下的電流跟蹤效果,由于在工況1 下由EPS 引起的蓄電池電壓波動(dòng)較明顯,且隨電流的增大而減小。因此,假設(shè)蓄電池電壓的波動(dòng)波形如圖8 中VBus所示。從圖8 可以看出:RPCC 算法的穩(wěn)態(tài)誤差隨著蓄電池電壓的降低而增大,而本文提出的ARPCC 算法沒有穩(wěn)態(tài)誤差。

        圖8 蓄電池電壓波動(dòng)時(shí)兩種控制算法的仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of two control algorithms with a fluctuation in the power supply

        4.2 試驗(yàn)結(jié)果及分析

        試驗(yàn)環(huán)境如圖9 所示,試驗(yàn)平臺(tái)由以TI 公司的TMS320F28335 DSP 作為主控芯片的電流控制器、EPS 用永磁同步電機(jī)和一臺(tái)加載電機(jī)組成。

        圖9 試驗(yàn)平臺(tái)Fig.9 Experimental platform

        圖10 為傳統(tǒng)的PI 控制算法與本文提出的ARPCC 算法的控制效果。理想情況下,本文提出的ARPCC 算法可以在兩個(gè)采樣周期內(nèi)跟蹤目標(biāo)值,然而受蓄電池電壓(12 V)限制實(shí)現(xiàn)無差跟蹤的時(shí)間有所延長(zhǎng),但從圖中可以看出:調(diào)整PI 參數(shù)使傳統(tǒng)PI 控制算法與ARPCC 算法有相當(dāng)?shù)捻憫?yīng)速度時(shí),PI 控制算法與ARPCC 算法相比有較大超調(diào)。

        圖10 傳統(tǒng)PI 控制與ARPCC 控制的瞬態(tài)過程Fig.10 Dynamic process of the PI control and ARPCC

        圖11 考慮死區(qū)時(shí)間兩種控制器的試驗(yàn)結(jié)果Fig.11 Experimental results of two control algorithms with deadtime

        圖11 給出了電機(jī)參數(shù)準(zhǔn)確但不對(duì)逆變器死區(qū)進(jìn)行補(bǔ)償時(shí),RPCC 算法與ARPCC 算法在目標(biāo)電流為50 A 恒定值下的控制效果,如圖11 所示,由于RPCC 算法沒有考慮逆變器非線性的擾動(dòng),電流跟蹤的穩(wěn)態(tài)誤差大約在2 A 左右,而本文提出的ARPCC 算法很好地抑制了上述擾動(dòng),電流跟蹤不存在穩(wěn)態(tài)誤差。

        本文在電機(jī)三相繞組中各串聯(lián)阻值為10 mΩ的導(dǎo)線以模擬助力電機(jī)長(zhǎng)時(shí)間大電流運(yùn)行工況下,因繞組溫度升高引起的電機(jī)電阻的增加。圖12 給出了補(bǔ)償逆變器非線性但電機(jī)電阻增加70%時(shí)(即每相串聯(lián)一條10 mΩ 導(dǎo)線),兩種控制算法在工況1(目標(biāo)電流幅值100 A)下的試驗(yàn)結(jié)果,由圖12 可以看出:由于RPCC 算法在計(jì)算控制率時(shí)電機(jī)參數(shù)使用的是標(biāo)稱值,因此在電機(jī)電阻增大時(shí),RPCC 控制算法不可避免地出現(xiàn)了穩(wěn)態(tài)誤差,且穩(wěn)態(tài)誤差隨著電機(jī)電流的增大而增大。相反,本文提出的ARPCC 算法對(duì)電機(jī)參數(shù)變化引起的擾動(dòng)進(jìn)行了相應(yīng)的估計(jì)和補(bǔ)償,因此即使在電機(jī)電阻變化時(shí)也不會(huì)產(chǎn)生靜態(tài)誤差。

        圖12 電阻增加70%兩種控制算法的試驗(yàn)結(jié)果Fig.12 Experimental results of two control algorithms

        圖13 模型磁鏈增加50%時(shí)兩種控制算法的試驗(yàn)結(jié)果Fig.13 Experimental results of two control algorithms

        因降低電機(jī)永磁體磁鏈值比較困難且有可能導(dǎo)致其退磁,故本文將電機(jī)模型中的磁鏈增大50%以模擬實(shí)際電機(jī)磁鏈減小。圖13 給出了補(bǔ)償逆變器非線性但ψ^ =1.5ψ 時(shí)兩種控制算法在工況2 下的試驗(yàn)結(jié)果。如圖13 所示,當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)子磁鏈減小時(shí),RPCC 算法電流跟蹤出現(xiàn)穩(wěn)態(tài)誤差,當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到1000 r/min 時(shí),穩(wěn)態(tài)誤差大約2 A 左右,而本文提出的ARPCC 算法電流跟蹤誤差在較短時(shí)間內(nèi)即收斂到0。

        5 結(jié)束語

        無差拍電流控制算法的穩(wěn)定性受控制延時(shí)和電機(jī)電感參數(shù)變化的影響;而電機(jī)參數(shù)的變化和系統(tǒng)其他擾動(dòng)影響無差拍控制的魯棒性能。本文提出的ARPCC 算法在保證無差拍電流控制快速響應(yīng)性能的前提下,通過引入狀態(tài)觀測(cè)器并改變觀測(cè)器增益提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性,通過引入自適應(yīng)擾動(dòng)觀測(cè)器并對(duì)擾動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償消除了電流環(huán)的靜態(tài)誤差。仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明:本文提出的ARPCC 算法比傳統(tǒng)的PI 電流控制響應(yīng)速度更快,比RPCC 算法有更高的電流跟蹤精度,因此更適于EPS 電流環(huán)的控制。

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