程 聰

(上海大學(xué)通信與信息工程學(xué)院，上海200072)

1 引 言

在當(dāng)今無線通信的應(yīng)用中，有限的頻譜資源與巨大用戶容量需求之間的矛盾日漸突出，具有高頻譜利用率的通信體制成為通信系統(tǒng)的重要研究方向。以高的頻譜利用率為優(yōu)勢的正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)通信體制已成為現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)的重要方式之一，但OFDM系統(tǒng)存在一個重要的缺陷:峰均功率比(PAPR)過高。為對抗OFDM系統(tǒng)中固有的PAPR問題，時分復(fù)用－正交頻分復(fù)用(TDM－OFDM)系統(tǒng)通過將較長符號的逆傅里葉變換處理轉(zhuǎn)換為對較短序列的處理，降低了PAPR處理方法的復(fù)雜度［1］。自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)技術(shù)是依據(jù)信道估計結(jié)果，根據(jù)各子載波信道條件的優(yōu)劣，遵循一定的約束條件在各子載波或傳輸幀內(nèi)切換使用不同的調(diào)制方式。將自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)技術(shù)應(yīng)用到TDM－OFDM系統(tǒng)，可更充分利用信道資源，提高數(shù)據(jù)傳輸效率，使TDM－OFDM系統(tǒng)適用于移動快衰落傳輸環(huán)境［2］。在非協(xié)作通信環(huán)境中，如頻譜監(jiān)測、電子對抗和認(rèn)知無線電等，接收端需對接收信號進(jìn)行調(diào)制方式的識別，并利用得到的調(diào)制方式和調(diào)制參數(shù)信息進(jìn)行解調(diào)譯碼。本文針對TDM－OFDM系統(tǒng)，研究調(diào)制方式識別算法。在TDM－OFDM系統(tǒng)，使用的調(diào)制方式包括四相相移鍵控(QPSK)和八相相幅調(diào)制(8PAH)。

目前針對OFDM信號子載波的調(diào)制方式的識別方法主要有如下幾種［3－7］:文獻(xiàn)［3］中提出了一種利用高階累積量實現(xiàn)對多種調(diào)制信號進(jìn)行識別的方法，通過選用不同階累積量特征參數(shù)實現(xiàn)調(diào)制方式的識別;文獻(xiàn)［4］中針對子載波為正交振幅調(diào)制(QAM)類調(diào)制方式的OFDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)，通過提取一種基于高階混合矩的特征量達(dá)到盲識別的目的;文獻(xiàn)［5］中針對子載波為相移鍵控(PSK)和QAM類調(diào)制的OFDM系統(tǒng)，采取聯(lián)合高階混合矩和高階累積量分步識別的方法實現(xiàn)了對四種調(diào)制方式的識別;文獻(xiàn)［6］中針對子載波為多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制(MPSK)信號的OFDM系統(tǒng)，提出了一種在載頻估計基礎(chǔ)上用減法聚類法重構(gòu)星座圖，通過統(tǒng)計聚類中心數(shù)目來確定調(diào)制方式的識別算法;文獻(xiàn)［7］利用高階累積量特征將OFDM信號中的空子載波與導(dǎo)頻子載波濾除，然后利用減法聚類的方法判斷子載波調(diào)制方式，識別的調(diào)制類型包括{QPSK，16QAM，64QAM}。上述方法針對OFDM系統(tǒng)的子載波使用限定的調(diào)制方式能夠?qū)崿F(xiàn)識別，但在識別本文研究的TDM－OFDM系統(tǒng)中的QPSK和8PAH時，卻難以實現(xiàn)有效識別。因此，本文重點研究基于QPSK、8PAH作為子載波調(diào)制方式的 TDMOFDM自適應(yīng)調(diào)制信號的識別方法，提出基于星座點分布統(tǒng)計特征的調(diào)制模式識別算法。

對于自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)，載波同步技術(shù)依賴于信號的調(diào)制方式，各數(shù)據(jù)幀中調(diào)制方式的改變會導(dǎo)致載波同步模塊的鎖相環(huán)頻繁失鎖，針對此問題，本文提出預(yù)置相位補償方法解決解調(diào)失鎖問題，以滿足基于調(diào)制識別的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)的工程應(yīng)用需求。

2 系統(tǒng)模型與問題描述

TDM－OFDM信號的幀結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示，每一個子載波的時分多址(TDMA)幀分為N個時隙，每個時隙包含Ns個符號。其中第1時隙為同步時隙，第2—5時隙為調(diào)制編碼控制時隙，后續(xù)時隙都為用戶數(shù)據(jù)時隙。同步時隙和調(diào)制編碼控制時隙的調(diào)制方式不變，用戶數(shù)據(jù)時隙采用自適應(yīng)調(diào)制方式，調(diào)制方式包括 QPSK和8PAH。為了便于接收解調(diào)時進(jìn)行精確的幀同步和樣點同步，同步時隙采用m序列生成，將同步時隙設(shè)計為發(fā)送單頻，并在單頻尾部加入調(diào)制信號，用于發(fā)送m序列。調(diào)制編碼控制時隙采用QPSK調(diào)制，信道編碼采用交織、BCH碼、加擾等方式，該時隙承載的信息包含一個TDMA幀內(nèi)每個用戶數(shù)據(jù)時隙的調(diào)制方式和編碼方式。

圖1 TDMA幀結(jié)構(gòu)Fig．1 TDMA frame structure

在TDM－OFDM自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)中，解調(diào)器一般分為基帶預(yù)處理、幀同步、快速傅立葉變換(FFT)、解譯調(diào)制模式信息、解譯信號負(fù)載部分等步驟。本文提出的算法針對該系統(tǒng)模型中特定調(diào)制方式的切換，采用基于星座點統(tǒng)計特征的調(diào)制識別方法得到調(diào)制模式信息，再據(jù)此對用戶載荷部分解調(diào)譯碼。系統(tǒng)流程如圖2所示。

在圖2中，接收數(shù)據(jù)后，基帶預(yù)處理模塊通過數(shù)字下變頻將中頻信號轉(zhuǎn)換為基帶信號。幀同步模塊用于確定TDMA幀的精確起點，其中包含兩個階段，首先通過延時相關(guān)累加功率檢測粗測幀起始位置，然后利用m序列相關(guān)峰確定TDMA幀精確起點。另外，為了提高同步精度及減少由于頻偏造成的信道間干擾(Inter－Carrier Interference，ICI)，利用同步時隙的單頻信號進(jìn)行頻偏粗估計與糾正。完成幀同步后，F(xiàn)FT模塊用于提取每個通道的基帶I、Q路調(diào)制信號。完成FFT后，對調(diào)制模式進(jìn)行識別，將得到的調(diào)制指示信息用于解譯信號負(fù)載部分進(jìn)行載波同步和譯碼。

圖2 自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)算法流程圖Fig．2 Improved demodulation algorithm for adaptive modulation system

3 基于星座點分布的調(diào)制模式識別和載波同步預(yù)補償算法

3.1 基于星座點分布特征的調(diào)制模式識別算法

對調(diào)制方式進(jìn)行快速準(zhǔn)確的識別是本文研究系統(tǒng)的重要環(huán)節(jié)，本文提出基于星座點分布特征的區(qū)域統(tǒng)計法來解決這個問題。由圖3可見，根據(jù)QPSK星座分布特性，在以坐標(biāo)原點為中心的某個圓形區(qū)域內(nèi)，該調(diào)制方式的數(shù)據(jù)星座點落點個數(shù)理論值應(yīng)為零。而8PAH星座在某特定圓形區(qū)域內(nèi)包含兩個星座點，在一個時隙內(nèi)該圓內(nèi)的數(shù)據(jù)落點數(shù)目應(yīng)該遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于QPSK調(diào)制的落點數(shù)目。因此，可以通過點數(shù)統(tǒng)計選定一個經(jīng)驗閾值，將此閾值作為這兩種調(diào)制方式的判別依據(jù)。

圖3 調(diào)制星座圖及圓形區(qū)域示意圖Fig．3 Modulation constellation and circular area diagrams

對于上述圓形區(qū)域的選取實現(xiàn)過程如下:假設(shè)該時隙內(nèi)的功率平均值為

Ns是一個時隙內(nèi)的符號總數(shù)。把滿足公式x2+y2=E/2的圓作為這個圓形區(qū)域的邊界，即半徑r=。假設(shè)在一個時隙內(nèi)各星座點出現(xiàn)的概率相同，根據(jù)式(1)計算得到QPSK調(diào)制的時隙中E=2，則r=1;計算得到8PAH調(diào)制的時隙中E=10，則r=槡5。從圖3可知QPSK星座圖的圓形區(qū)域中無星座點分布，8PAH星座圖的圓形區(qū)域中包含了兩個星座點。因此，在相同符號數(shù)的前提下，采用這兩種調(diào)制方式的數(shù)據(jù)在半徑為的圓形區(qū)域中的星座點數(shù)目會有較明顯的區(qū)別，可以此作為區(qū)分兩者的依據(jù)。本文將在仿真部分對實際數(shù)據(jù)中的落點情況進(jìn)行統(tǒng)計并確定閾值。

3.2 載波同步預(yù)補償方法

載波同步模塊包括自動增益控制和載波同步部分，主要完成相位捕獲與剩余頻偏跟蹤。應(yīng)用經(jīng)典科斯塔斯(Costas)環(huán)［8－9］對信號載波同步時發(fā)現(xiàn)，算法對于8PAH的收斂相位與標(biāo)準(zhǔn)星座圖相差π/4，該相位差導(dǎo)致調(diào)制方式切換時鎖相環(huán)頻繁失鎖。因此，本文采用加入相位控制的Costas環(huán)實現(xiàn)載波同步，即根據(jù)調(diào)制模式識別結(jié)果，在調(diào)制方式切換時預(yù)置π/4的相位誤差值，同步環(huán)結(jié)構(gòu)圖見圖4。由此可補償初相跳變，使鎖相環(huán)平穩(wěn)入鎖。

假設(shè)輸入信號可以表示為:

圖4 加入相位控制的載波同步環(huán)結(jié)構(gòu)框圖Fig．4 Diagram of carrier synchronization loop with phase control

其中:mI(k)，mQ(k)分別為相互正交的I/Q路信號;ωc表示載波中心頻率。圖4中數(shù)控振蕩器(NCO)產(chǎn)生跟蹤載頻，假設(shè)本振與輸入信號的相位差為 Δθ，則可知:r1(k)=cos(ωck+Δθ)，r2(k)=sin(ωck+Δθ)。因此，當(dāng)輸入信號與NCO的兩路輸出混頻后，可得到u1(k)和u2(k):

u1(k)和u2(k)中包含的高頻分量經(jīng)過低通濾波器濾除后，可得u3(k)和u4(k):

鑒相器即相位誤差檢測模塊通過非線性變換估計載波相位誤差，得到包含相位誤差的函數(shù):

式(7)中的誤差信號u5( k)被送入環(huán)路濾波器，得到Δθ后對NCO中的本振頻率進(jìn)行校正，同時根據(jù)調(diào)制識別結(jié)果判別是否進(jìn)行π/4相位預(yù)補償，由此實現(xiàn)穩(wěn)定入鎖。

3.3 計算量和實現(xiàn)復(fù)雜度分析

本節(jié)著重分析本算法在計算復(fù)雜度方面的優(yōu)勢，這里將本文研究的利用調(diào)制方式識別得到調(diào)制模式信息的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)，與另外一種在工程應(yīng)用中使用的利用調(diào)制控制信息解譯模塊得到調(diào)制模式信息的調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)進(jìn)行比較，該系統(tǒng)對應(yīng)的算法流程如圖5所示。

圖5 另一種自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)算法流程圖Fig．5 Another demodulation algorithm for adaptive modulation system

在上述TDM－OFDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)的解調(diào)算法中，調(diào)制控制信息解譯模塊需要在FFT之后對調(diào)制控制時隙進(jìn)行載波同步和信道譯碼來提取控制信息。其中載波同步原理見3．2部分，在每個TDMA幀中每個時隙內(nèi)符號總數(shù)為Ns，控制時隙個數(shù)為4個，則實際計算中每幀需要做4×7Ns次乘法和4×7Ns次加法來完成載波同步。在信道譯碼模塊中，需要對數(shù)據(jù)去擾碼、解交織后，再對BCH碼譯碼才能解譯出調(diào)制控制信息。BCH譯碼計算復(fù)雜度較高，其譯碼算法一般包括硬判決代數(shù)譯碼、軟判決最大似然算法、軟判決格形譯碼等類型［10］。雖然近年來學(xué)者們不斷簡化和改進(jìn)以上算法，在糾錯能力、存儲資源和譯碼速度上尋求折衷，但以迭代算法或查表法為代表的BCH譯碼算法皆有各自的瓶頸。迭代算法通常會帶來接近于碼長級數(shù)倍的計算量，查表法在碼長較長或糾錯位數(shù)較多時需要占用較大的存儲資源來存放錯誤圖樣列表，并且需要優(yōu)化的錯誤圖樣搜索算法。綜上，該方法計算量是載波同步、去交織、解交織、BCH碼譯碼等所有計算量的總和。

在本文3．1部分提出的調(diào)制模式識別模塊中，首先根據(jù)式(1)計算平均功率，再根據(jù)實際數(shù)據(jù)星座點進(jìn)行模式判斷，因此在每個TDMA幀中只需要做Ns×4Ns次乘法、Ns×2Ns次減法即可完成對各時隙調(diào)制模式的識別。

通過對兩個模塊計算量的比較可知，調(diào)制信息的解譯模塊總體計算量超過本文提出的調(diào)制模式識別模塊，而后者的算法復(fù)雜度卻大大低于前者。在FPGA中實現(xiàn)本文算法時，只需要一個調(diào)制識別模塊就可以實現(xiàn)對幀中所有時隙的識別，不需要額外添加對調(diào)制控制時隙的載波同步和譯碼模塊，只占用較少的硬件存儲空間?？梢娫谲浻布崿F(xiàn)的復(fù)雜度方面，本文算法明顯更優(yōu)。

下面針對仿真數(shù)據(jù)和實驗結(jié)果，著重討論調(diào)制模式識別和載波同步部分。

4 算法實現(xiàn)與分析

設(shè)定系統(tǒng)子載波數(shù)為16，一個TDMA幀包含的時隙數(shù)N=256，時隙內(nèi)符號Ns=4 096，調(diào)制速率為 3．375 MB。

以信噪比為8dB的仿真數(shù)據(jù)為例，按照式(1)計算確定兩種調(diào)制方式星座圖中的圓形區(qū)域位置，如圖6所示。

圖6 仿真數(shù)據(jù)星座圖和圓形區(qū)域圖Fig．6 Constellation and circular area diagrams of simulation data

在8～20 dB各信噪比點下對兩種調(diào)制方式的仿真數(shù)據(jù)分別計算E，并統(tǒng)計圈內(nèi)半徑r=的點數(shù)，可以得到統(tǒng)計曲線如圖7所示，圖7中星座點值較高的曲線為8PAH星座點落在圈內(nèi)的點數(shù)分布，值較低的曲線為QPSK星座點落在圈內(nèi)的點數(shù)分布。由圖7中看到兩種調(diào)制方式在圈內(nèi)點數(shù)分布上有明顯的區(qū)分，設(shè)定固定閾值S=350點作為兩種調(diào)制方式的判決門限。根據(jù)此閾值對大量仿真數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制模式識別，實驗結(jié)果表明，該判決方法在信噪比(SNR)大于8 dB的條件下可正確區(qū)分兩種調(diào)制模式。

實驗中發(fā)現(xiàn)，根據(jù)調(diào)制模式識別結(jié)果對數(shù)據(jù)段進(jìn)行載波同步時存在嚴(yán)重問題，即信號在不同調(diào)制方式切換時，會有一個重新入鎖的過程。圖8為調(diào)制方式切換時星座圖的變化，可見當(dāng)在不同時隙間調(diào)制方式不變時，鎖相環(huán)工作穩(wěn)定;而當(dāng)調(diào)制方式切換時，鎖相環(huán)會短暫失鎖。

圖7 QPSK、8PAH區(qū)域內(nèi)點數(shù)Fig．7 Sum of QPSK and 8PAH constellation points within the circular area

圖9 a為鎖相環(huán)相位誤差估計曲線，圖9b為鎖相環(huán)累計相位誤差曲線，很明顯在圓圈標(biāo)示的范圍內(nèi)出現(xiàn)了失鎖與重新入鎖的過程，圖9c是圓圈處的放大。

圖8 調(diào)制方式轉(zhuǎn)換時的星座圖Fig．8 Constellations during conversion of the modulation mode

圖9 未補償相位的相位誤差估計和累計相位誤差曲線Fig．9 Phase error estimation curve and cumulative error curve without phase compensation

因此考慮是否是在不同調(diào)制方式切換時發(fā)生了初相跳變。為此，首先選取一個時隙做單時隙解調(diào)，在載波同步前增加非數(shù)據(jù)輔助的相位估計算法［11］，結(jié)果載波同步穩(wěn)定入鎖，說明確實是相位變化導(dǎo)致載波環(huán)失鎖。比較前后時隙載波同步環(huán)初估相位差，發(fā)現(xiàn)接近π/4。于是在每一次調(diào)制方式突變時，累計誤差上調(diào)π/4，發(fā)現(xiàn)消除了載波環(huán)失鎖的問題，鎖相環(huán)即可實現(xiàn)平穩(wěn)切換。圖10a為采用該算法后的鎖相環(huán)相位誤差估計曲線，圖10b為鎖相環(huán)累計相位誤差曲線，圖10c是對圖10b的局部放大，仿真結(jié)果表明鎖相環(huán)平穩(wěn)入鎖。

圖10 相位補償后的相位誤差估計曲線和累計相位誤差曲線Fig．10 Phase error estimation curve and cumulative error curve with phase compensation

5 結(jié) 論

本文針對子載波使用QPSK和8PAH兩種調(diào)制方式的自適應(yīng)調(diào)制TDM－OFDM系統(tǒng)，提出了基于星座點統(tǒng)計特征的調(diào)制識別方法。該方法利用QPSK和8PAH兩種調(diào)制方式在一個特定區(qū)域中星座點分布特征的明顯差異，統(tǒng)計得出識別閾值，通過該閾值實現(xiàn)對各時隙調(diào)制方式的識別。實驗表明該方法在信噪比大于8dB時可以獲得較好的識別正確率。本文把經(jīng)典的Costas環(huán)應(yīng)用于該特定系統(tǒng)的載波同步，但在實驗中發(fā)現(xiàn)在時隙間調(diào)制方式切換時存在明顯的初相跳變現(xiàn)象。于是在Costas環(huán)算法流程中加入相位控制模塊，通過調(diào)制模式識別結(jié)果引導(dǎo)相位預(yù)補償解決了該載波環(huán)失鎖問題。仿真結(jié)果表明，本文算法可以很好地解決該TDM－OFDM自適應(yīng)調(diào)制信號的解調(diào)問題，同時優(yōu)化了解調(diào)處理流程，大幅降低了算法復(fù)雜度。

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