李文娜 劉小河 李 萍

（北京信息科技大學自動化學院，北京 100192）

20 世紀80年代以來，出現(xiàn)了各種新型電力半導體器件，隨著PWM 技術的發(fā)展，特別是在1984年日本學者H.Akagi 等人提出“三相電路瞬時無功功率理論”之后，以該理論為基礎的諧波和無功電流檢測方法在三相有源電力濾波器中得到了成功的應用，極大的推動了APF 的實用化研究并提高了濾波器的響應速度，促進了APF 的發(fā)展。基于瞬時無功功率理論的檢測方法[1-5]即p-q 檢測法，僅僅適用于三相對稱電路。后來經(jīng)過不斷地改進，出現(xiàn)了ip-iq法和dq0 法等。ip-iq檢測法的適用范圍比p-q 寬，可以應用于不對稱電網(wǎng)及電壓畸變場合的諧波電流檢測，但卻無法檢測三相電壓不平衡電路的無功分量。dq0 檢測法可以適用于三相三線制、三相四線制電路，也可用于對稱無畸變的情況，還可以用于不對稱有畸變的情況[2]，所以本文采取基于瞬時無功功率理論的dq0 檢測法。

多電平逆變器的核心就是將母線電壓分割成不同的電平，采用相應的PWM 調制策略，使逆變器的輸出電壓呈現(xiàn)出階梯波而趨近于正弦波形[6]。多載波調制方法包括：同相層疊法（PD），正負反相層疊法（POD），交替反相層疊法（APOD）[6-8]。前人針對多電平逆變器不同多載波PWM 調制策略已進行了大量研究[6-11]，分析了載波調制度變化對逆變器輸出波形的影響：或用仿真和實驗驗證了三電平NPC 型變流器中采用PD 載波方式比采用APOD方式逆變產(chǎn)生的電壓諧波含量低，正弦度更好；或驗證了在單相系統(tǒng)中APOD 調制方式最優(yōu)，在三相平衡無中線系統(tǒng)中，PD 方式更合適。證明了PD 控制策略更適合二極管鉗位型三電平變流器。

本文針對有源電力濾波器，比較各種載波方式在三電平NPC 型有源電力濾波器中的作用效果，從補償后電網(wǎng)側的諧波含量角度分析各方案的優(yōu)劣。

1 APF 系統(tǒng)結構

并聯(lián)型APF 系統(tǒng)的結構圖如圖1（a）所示，包含系統(tǒng)主電路、電壓型APF、非線性負載。負載含有兩部分：RL 負載部分及三相不可控整流橋帶阻感負載部分，其中整流阻感負載部分整流橋后邊接兩個RL 電路，RL2 可以通過斷路器切斷，負載電路如圖1（b）所示。

三相三電平二極管鉗位型有源電力濾波器結構如圖1（c）所示。在任意時刻，有兩個開關管導通，逆變器工作情況如下。

圖1 APF 系統(tǒng)結構

2 三相APF 控制方法

諧波補償技術原理[9]是：將計算出的參考指令電流信號ic*與檢測到的補償電流ic相減得到差值Δic，然后利用矯正環(huán)節(jié)對差值 Δic進行控制，再通過PWM 調制輸出。因此，諧波補償技術可以分為兩部分：諧波跟蹤控制算法、PWM 調制技術。

電流跟蹤控制算法包括：滯環(huán)控制、單周期控制、PI 控制、重復控制、無差拍控制、模糊控制、預側控制、狀態(tài)空間矢量控制等等。由于PID 控制原理簡單且易于實現(xiàn)、適用面廣范、控制參數(shù)相互獨立且參數(shù)的選定比較簡單、使用中不需精確的系統(tǒng)模型等優(yōu)點，本文采用PI 控制，將差值 Δic通過PI 控制器，PI 輸出值與載波比較，得到控制IGBT的驅動信號。

圖2為三相并聯(lián)APF 控制策略圖，諧波檢測部分檢測出負載電流中的諧波電流ic*，即指令電流信號，與逆變器輸出電流ic比較，差值經(jīng)過PI 控制器輸送給PWM 調制器，生成IGBT 的驅動信號控制逆變器輸出，從而實現(xiàn)非線性負載的電流與系統(tǒng)電源側隔離。Vdc和Vdc*為逆變器直流側的實際電壓與參考電壓，采用PI 控制器調節(jié)實現(xiàn)直流側電壓平衡。

圖2 三相并聯(lián)型APF 控制策略

2.1 諧波電流檢測方法

dq0 檢測法的原理如圖3所示。首先，將檢測到的三相電網(wǎng)電壓Vs_abc輸入到三相鎖相環(huán)（Phase-Locked Loop，PLL），由PLL 得出電壓Vs_a的基波正序角速度ω，然后ω經(jīng)過正、余弦信號發(fā)生電路，得到與之對應的正余弦信號sinωt和cosωt。ic_abc*為檢測出的三相諧波電流。當需要補償無功電流時，將iq通道斷開；當補償不對稱分量時，將i0通道斷開。該方法不僅簡化了對稱無畸變情況下的檢測，并且適用于不對稱有畸變情況下的諧波檢測[9]。

其中abc/dq0 的變換為

圖3 dq0 法諧波檢測原理圖

2.2 載波

三電平逆變器的載波調制策略分為：基于多載波的單極性調制策略、基于單載波的雙極性調制策略[5]。以往的論文中大多采用雙極性調制方式，或對5 電平及以上電平采用多載波調制方法[3-7]，由于多載波PWM 調制技術具有在較低的開關頻率下實現(xiàn)波形諧波失真小、電壓變化率低等優(yōu)點[6]，本文對三電平有源電力濾波器采用多載波調制方式中的同相層疊法，波形如圖4（a）所示。并在后邊通過仿真實驗與采用相鄰兩個載波相位相反的反相層疊法（APOD）（圖4（b））、雙極性調制方式（圖4（c）） 作對比，證明此載波方法對于三電平APF 可以達到更好的控制效果。

圖4 三種控制方法

調制原理：零軸以上載波與調制信號比較，控制開關管VT1 通斷，零軸以下載波與調制信號比較，控制開關管VT2 通斷；VT1 和VT3 的觸發(fā)脈沖信號相反，VT2 和VT4 的觸發(fā)脈沖信號相反；當調制信號波形高于上三角載波時，開關管VT1 導通，VT3斷開，VT2 導通，VT4 斷開，若低則相反；當調制信號波形高于下三角載波時，開光VT2 導通，VT4斷開，VT1 斷開，VT3 導通，若低則相反。

3 仿真結果與分析

為了檢測APF 的補償性能，采用Matlab 仿真來驗證本文控制策略的可行性。仿真電路如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)仿真電路圖

APF 系統(tǒng)運行前，先對逆變器直流側電容進行反向充電，使直流側電壓升至參考電壓。APF 開關頻率fs=2kHz；RL 負載參數(shù)：有功P= 50kW ，感性無功Q= 50kvar；整流電路負載：R1=R2= 2.2Ω，L1=L2= 0.02H；RC 濾波參數(shù)：R=1Ω，C= (5e- 4)F；直流側電壓軟啟動電路電阻R= 50Ω；交流側電感L= 0.1mH；電流PI 控制參數(shù)：kp=25，ki= 351680；直流側電壓PI 控制參數(shù)：kp=1，ki=50。

3.1 不同負載時補償情況分析

1）負載電路如圖1（b）所示，當整流電路只有負載RL1 投入運行時，檢測諧波電流、補償電流情況如圖6（a）所示：虛線為檢測諧波電流，實線為補償諧波電流。

2）當在0.1s 時加入負載RL2，同時補償整流電路負載RL1 和RL2 時。諧波檢測、補償情況如圖7（a）所示。虛線為檢測諧波電流，實線為補償諧 波電流?？梢钥闯?，加入負載2 后，諧波電流變大，而且到0.13s 時，即只用了0.03s 時間，APF 輸出就迅速跟蹤上了諧波電流。

圖6 只有負載RL1 投入運行

表1 只有負載RL1 投入運行時補償情況（PD）

圖7 負載全部投入運行

表2 負載全部投入運行時補償情況（PD）

3.2 不同載波情況比較

1）在負載全部投入運行的情況下，使用如圖4（c）所示雙極性調制方式與調制信號比較控制APF運行，對補償后電網(wǎng)側電壓、電流波形進行FFT 分析得到表3。

表3 負載全部投入運行時補償情況（雙極性）

與本文所采用的PD 載波信號補償后所得表2電網(wǎng)側電壓、電流THD比較可知，采用同相層疊法控制APF 補償后電網(wǎng)側電壓畸變率比雙極性調制方式低0.04%左右，電流畸變率低0.14%左右，諧波畸變率更低，效果更好。

2）當載波采用如圖4（b）所示的正負反相層疊法時，在負載為全部投入情況下對其諧波補償后，電網(wǎng)側電壓電流波形THD含量見表4。

表4 負載全部投入運行時補償情況（APOD）

比較可知，采用反相層疊法時，濾波后電網(wǎng)側電壓、電流THD比同相層疊法高，但比雙極性調制低。結果證明三電平有源電力濾波器控制中，載波采用同相層疊法比反向層疊法及雙極性調制方式更優(yōu)越。

4 結論

本文在dq0 坐標系下設計了基于PI 控制器的并聯(lián)型APF。首先在改變負載投入運行的情況下，APF都能夠很好的補償電路諧波，驗證了該控制策略的有效性。其次對比有源電力濾波器在不同載波情況下補償后電網(wǎng)側的電壓電流諧波畸變率可知，本文選用的PD 載波方式補償后電網(wǎng)側電壓電流THD 比APOD 方式及雙極性調制方式低，達到了更好的控制效果。同時，此種變負載的補償方式，也相當于在電網(wǎng)所連接的公共耦合點進行補償，可以達到很好的補償效果，滿足電網(wǎng)要求。

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