劉 楊， 劉 斌

（1.海軍駐上海航天系統(tǒng)代表室，上海201109；2.上海無線電設(shè)備研究所，上海200090；3.武漢大學(xué)電子信息學(xué)院，湖北 武漢430079）

0 引言

高頻地波雷達(dá)多采用線性調(diào)頻中斷連續(xù)波（FMICW）信號［1-2］。文獻(xiàn)［3-6］對岸基高頻地波雷達(dá)FMICW 波形設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵問題進(jìn)行了討論，如距離混疊、多普勒頻率混疊、收發(fā)調(diào)制周期選取等，并給出了FMICW 波形參數(shù)設(shè)計(jì)的一些具體要求。本文根據(jù)分布式多頻高頻地波雷達(dá)組網(wǎng)系統(tǒng)信號處理的特點(diǎn)及要求，從多頻多普勒頻率混疊、距離混疊和多站海洋回波混疊、組合頻率干擾、電離層干擾等方面，分析討論了分布式多頻FMICW 波形體制的脈沖周期、掃頻斜率、掃頻時間、起始頻率和時延等信號波形參數(shù)的選取問題。

1 FMICW 波形設(shè)計(jì)基礎(chǔ)

FMICW 雷達(dá)的工作波形如圖1所示。圖1（a）為掃頻信號，圖1（b）為門控信號。

圖1 FMICW 雷達(dá)工作波形示意圖

在掃頻時間Ts內(nèi)，發(fā)射信號的頻率由起始頻率f2減小至f1，即掃頻帶寬B ＝f2-f1，掃頻斜率為α＝B／Ts。在收發(fā)控制脈沖g（t）作用下形成門控發(fā)射信號，其中高電平為發(fā)射狀態(tài)，低電平為接收狀態(tài)。B 由雷達(dá)探測距離分辨率ΔR 決定，即B ＝c／（2ΔR）。脈沖周期Tq遠(yuǎn)小于Ts，Tq選取要保證最大距離目標(biāo)回波到達(dá)之前，下一個脈沖不發(fā)射出去，它由最大探測距離Rmax決定，即接收期應(yīng)為2Rmax／c，在占空比為η時有

根據(jù)FMICW 匹配濾波接收原理，回波信號的最大頻率fmax由掃頻斜率α 和最大探測距離Rmax決定

（1）多普勒頻率混疊

多普勒頻率混疊是由于多普勒采樣頻率不滿足采樣定理引起的。為了滿足采樣定理，采樣頻率必須滿足

其中：

式中：T 為掃頻周期，f0＝（f1+f2）／2為中心頻率，單位為兆赫茲。

此時，多普勒分辨率和測速分辨率分別為

式中：m 為第二次FFT 的取樣點(diǎn)數(shù)；λ0為f0對應(yīng)的波長。

（2）距離混疊

在接收機(jī)輸出中，除包含0～fmax的基帶信號外，還包含脈沖重復(fù)頻率1／Tq及其諧波2／Tq兩邊的頻譜分布，如圖2所示。

圖2 接收機(jī)輸出信號的頻譜分布

當(dāng)1／Tq≤2fmax時，便出現(xiàn)頻譜混疊，在FMICW 波形體制下，接收機(jī)輸出信號頻率表示距離信息，故稱為距離混疊。為了克服距離混疊必須滿足

式（7）是針對實(shí)數(shù)采樣接收機(jī)結(jié)構(gòu)得到的，對于復(fù)數(shù)采樣接收機(jī)結(jié)構(gòu)，不產(chǎn)生距離混疊的條件應(yīng)為

2 多頻FMICW 波形設(shè)計(jì)

多頻FMICW 波形參數(shù)的總周期必須滿足多普勒頻率混疊的要求，同時保證每個頻率的參數(shù)都滿足距離混疊的要求。下面以雙頻FMICW 波形參數(shù)設(shè)計(jì)為例，其雷達(dá)的工作波形如圖3所示。

圖3 雙頻FMICW 工作波形示意圖

雙頻總的周期為Td，兩個頻率的中心頻率分別為f10和f20，掃頻帶寬分別為B1和B2，掃頻時間分別為Ts1和Ts2，脈沖周期分別為Tq1和Tq2，脈沖寬度分別為Tp1和Tp2。

2.1 多普勒頻率混疊

總周期必須滿足多普勒頻率混疊的要求，即由式（3）和式（4）可知

其中：

2.2 距離混疊

每個頻率的參數(shù)都要滿足距離混疊的要求，以復(fù)數(shù)采樣接收機(jī)結(jié)構(gòu)為例，即

其中：

2.3 多頻波形參數(shù)設(shè)計(jì)原則

當(dāng)多頻雷達(dá)的工作頻率確定后，Td的最大值也就確定了，從而使得每個頻率所能分配的掃頻周期與單頻相比有了較大限制，進(jìn)而使得掃頻斜率增大，由式（10）可知，距離混疊的要求有可能得不到滿足。因此，多頻波形參數(shù)設(shè)計(jì)原則是綜合考慮所有情況，給每個頻率選擇合適的距離分辨率、最遠(yuǎn)探測距離和掃頻時間，使總周期滿足多普勒頻率混疊的要求，并且每個頻率的工作參數(shù)都能滿足距離混疊的要求。

3 分布式多頻FMICW 波形設(shè)計(jì)

在分布式多頻工作模式下，每部雷達(dá)的每個頻率除了要接收“自發(fā)自收”的后向散射回波外還要接收“它發(fā)自收”的非后向散射回波。所以各個雷達(dá)站的波形參數(shù)有著必然的約束關(guān)系，在滿足多頻多普勒頻率混疊和距離混疊的條件下，還必須滿足多站海洋回波混疊、組合頻率干擾和電離層干擾的要求。

3.1 多站海洋回波混疊

分布式多頻FMICW 波形設(shè)計(jì)要求各部雷達(dá)的有些工作參數(shù)必須是一樣的，比如：工作頻率組數(shù)，掃頻時間Tw、掃頻周期TT和脈沖周期。以雙站單頻工作模式為例進(jìn)行分析，其波形參數(shù)如圖4所示，A 站比B站提前τ0發(fā)射，即0＜τ0＜（TT-Tw），兩站的掃頻時間、掃頻周期和脈沖周期一樣。

圖4 分布式雙站單頻FMICW 工作波形示意圖

A 站和B站的接收機(jī)本振頻率為

式中：αA＝BA／Tw；αB＝BB／Tw；k＝1，2，3，…為幀序號。

B站接收A 站發(fā)射的非后向散射回波經(jīng)混頻后的輸出頻率為

式中：m，n ∈Z+；τ為非后向散射回波的傳播時延。為了使傳播時延相同的后向散射回波分量為常數(shù)且具有較高的信噪比，必須要滿足αA＝αB的要求［7］。

令α＝αA＝αB，f0＝fA-fB，上式可以寫為

同理可得

從式（13）和式（14）可以看出，fAout（τ）和fBout（τ）關(guān)于ατ 對稱，且

即兩部雷達(dá)具有相同傳播時延的位置差為常數(shù)。

要想使后向散射回波和非后向散射回波分開且不被濾波器濾除，必須設(shè)計(jì)好τ0和f0。由于直達(dá)波的傳播距離最短，可以根據(jù)站間距離、后向散射的最遠(yuǎn)探測距離和非后向散射的最遠(yuǎn)探測距離來劃分區(qū)域，確定τ0和f0，使得后向散射回波和非后向散射回波不會混疊。

3.2 組合頻率干擾

由于混頻器存在組合頻率干擾問題，所以除了要考慮τ0和f0外，還必須考慮脈沖周期Tq。

當(dāng)0＜fBout（τ）＜Δf時，fBout（τ）-fq＜0，其中Δf 為 濾 波 器 帶 寬，fq＝1／Tq為 脈 沖 頻 率 且Δf ＜fq，此時在負(fù)距離元處會存在非后向散射回波的組合頻率干擾。

當(dāng)-Δf＜fBout（τ）＜0時，fBout+fq＞0，此時在正距離元處會存在非后向散射回波的組合頻率干擾。

因此，不產(chǎn)生組合頻率干擾的條件為

3.3 電離層干擾

高頻地波雷達(dá)在探測海洋表面動力學(xué)要素時，由于天線結(jié)構(gòu)差異和地網(wǎng)性能非理想會導(dǎo)致雷達(dá)發(fā)射的一部分能量向空中輻射，在一定條件下這部分能量被電離層散射或反射，然后被系統(tǒng)接收形成電離層雜波干擾。

分布式多頻高頻地波雷達(dá)接收到的非后向散射回波有可能位于電離層干擾覆蓋區(qū)域，受到電離層干擾的影響。因此，在波形參數(shù)的選擇上要充分考慮到這一點(diǎn)，盡量使非后向散射回波避開電離層干擾覆蓋的區(qū)域。

3.4 分布式高頻地波雷達(dá)海洋探測試驗(yàn)

2014年，武漢大學(xué)海態(tài)實(shí)驗(yàn)室在福建東山和龍海海域進(jìn)行了分布式單頻高頻地波雷達(dá)組網(wǎng)同步實(shí)驗(yàn)。三站高頻地波雷達(dá)采用單頻工作模式，各站之間完全同步（即τ0＝0），具體的工作參數(shù)設(shè)置如下：A 站工作頻率為7.895 MHz，B 站工作頻率7.895 MHz，C 站工作頻率7.895 MHz，其余工作參數(shù)三站相同，掃頻帶寬30kHz，掃頻時間0.614 4s，掃頻周期0.652 8s，脈沖周期3.2ms，脈沖寬度1.6ms，濾波器帶寬151Hz，采用點(diǎn)數(shù)512。海洋回波多普勒譜如圖5 所示，從圖中可以看出各站所接收的海洋回波沒有混疊，滿足多站海洋回波混疊和組合頻率干擾的要求。

圖5 海洋回波距離-多普勒圖

4 結(jié)論

本文針對分布式多頻FMICW 波形體制提出了波形參數(shù)設(shè)計(jì)思路。總的原則是在滿足多頻多普勒頻率混疊和距離混疊的條件下，滿足多站海洋回波混疊、組合頻率干擾和電離層干擾的要求。具體確定分布式多頻FMICW 工作參數(shù)時，首先對各站的工作頻率數(shù)、工作頻率、探測距離、距離分辨率和脈沖周期有一個總體規(guī)劃，使其滿足多頻多普勒頻率混疊和距離混疊的要求，然后對所有的海洋回波所在的位置進(jìn)行分配，確定各站頻率和時延之間的關(guān)系，使各站雷達(dá)所接收的海洋回波不產(chǎn)生混疊，沒有組合頻率干擾和電離層干擾，最后確定各站的具體的工作參數(shù)。

［1］ E.B D，Lipa B J，Lilleboe P M，et al.Gated FMCW DF Radar and Signal Processing for Range／Doppler／Angle Determination：US，5361072［P］.1994-11-1.

［2］ Khan R H，Mitchell D K.Waveform Analysis for High-frequency FMICW Radar［J］.Radar and Signal Processing，IEE Proceedings F.1991，138（5）：411-419.

［3］ 楊子杰，柯亨玉，文必洋，等.高頻地波雷達(dá)波形參數(shù)設(shè)計(jì)［J］.武漢大學(xué)學(xué)報(bào)（理學(xué)版），2001，（5）：528-531.

［4］ 劉春波，陳伯孝，陳多芳，等.線性調(diào)頻中斷連續(xù)波的參數(shù)選擇與綜合處理［J］.系統(tǒng)工程與電子技術(shù)，2007，（10）：1615-1618.

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［7］ Liu Bin，Wu Xiongbin，Li Lun，et al.Array Calibration Method for Gain-phase Errors Based on Asynchronous Interstation Direct Wave Interference［J］.IEICE Electronics Express，2012，9（6）：450-457.