李世光，寇艷紅 ，楊軍，王偉

(1.中國航天科工集團(tuán)第二研究院 計量與校準(zhǔn)技術(shù)國防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京100039;2.北京航空航天大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，北京100191)

全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System，GNSS)信號模擬器(簡稱模擬器)是一種高精度的標(biāo)準(zhǔn)信號源，可以逼真地模擬生成實(shí)際環(huán)境中導(dǎo)航衛(wèi)星發(fā)射并經(jīng)空間傳播到達(dá)接收機(jī)的信號，是導(dǎo)航接收機(jī)研發(fā)生產(chǎn)中的關(guān)鍵測試設(shè)備.作為測試接收機(jī)的標(biāo)準(zhǔn)信號源，模擬器自身各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)的校準(zhǔn)十分重要.

理想情況下，在任一仿真接收歷元時刻模擬器射頻端口輸出導(dǎo)航信號的碼相位所對應(yīng)偽距值應(yīng)與模擬器所提供的該歷元時刻的偽距記錄值保持嚴(yán)格一致，兩者之間的差值即為模擬器通道群時延.模擬器通道群時延是模擬器最重要的指標(biāo)之一，目前關(guān)于模擬器通道群時延的標(biāo)定方法尚未形成統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)，甚至還存在較大爭議.文獻(xiàn)［1-2］給出了一種利用高速示波器觀測導(dǎo)航信號時域相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn)的方法，將翻轉(zhuǎn)點(diǎn)與模擬器輸出秒脈沖(One Pulse Per Second，1 PPS)信號上升沿間的時延作為模擬器通道群時延標(biāo)定值.為了消除人眼判斷相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn)的主觀誤差，文獻(xiàn)［3］利用示波器的波形分析函數(shù)對導(dǎo)航信號進(jìn)行平方運(yùn)算和低通濾波得到翻轉(zhuǎn)點(diǎn)附近的包絡(luò)，取包絡(luò)幅值的最小值為相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn).文獻(xiàn)［4］對翻轉(zhuǎn)點(diǎn)附近波形進(jìn)行采樣并取平方后，用40 階多項(xiàng)式擬合出翻轉(zhuǎn)點(diǎn)附近的包絡(luò)，取包絡(luò)最小值得到相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn).文獻(xiàn)［5-7］利用導(dǎo)航信號的相關(guān)域特性，將采集到的信號與本地偽碼信號進(jìn)行相關(guān)處理，找到相關(guān)峰相對于1 PPS 上升沿的時延，進(jìn)而計算出模擬器的通道群時延.以下將文獻(xiàn)［1-4］的方法稱為翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法，將文獻(xiàn)［5-7］的方法稱為相關(guān)峰法.

文獻(xiàn)［8］指出，翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法受導(dǎo)航信號體制的限制，且相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn)只是信號中的某個局部特征點(diǎn)，對于寬帶導(dǎo)航信號，在通道傳輸特性非理想的情況下，它相對參考基準(zhǔn)點(diǎn)的時延并不足以反映整個通道的群時延特性，因此不能簡單地將其作為通道群時延的測量值.文獻(xiàn)［9］分析了信號的相關(guān)峰時延與通道群時延間的關(guān)系，認(rèn)為非理想的模擬器通道特性將導(dǎo)致相關(guān)曲線的非對稱性，使得接收機(jī)延遲鎖定環(huán)(Delay Locked Loop，DLL)的即時(punctual)支路鎖定點(diǎn)與相關(guān)曲線的峰值點(diǎn)之間存在偏差.由于接收機(jī)是通過DLL 環(huán)對導(dǎo)航信號做閉環(huán)跟蹤，對模擬器通道群時延的標(biāo)定最終是為了消除接收機(jī)測得偽距值中包含的偏差，因此通過相關(guān)峰最大值位置測得的模擬器通道群時延值仍有可能存在一定偏差.

本文在討論傳統(tǒng)的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法和相關(guān)峰法測量原理的基礎(chǔ)上，提出一種基于閉環(huán)偽距測量的模擬器通道群時延標(biāo)定方法，著重探討正常信號仿真場景下閉環(huán)偽距測量法標(biāo)定模擬器通道群時延的性能;設(shè)計實(shí)現(xiàn)了模擬器群時延標(biāo)定系統(tǒng)，并使用3 種方法對兩種商用模擬器的通道群時延分別進(jìn)行了測量，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明閉環(huán)偽距測量法有效可行.

1 模擬器通道群時延傳統(tǒng)測量方法

模擬器通常應(yīng)提供上升沿與所仿真基準(zhǔn)系統(tǒng)時的整秒時刻保持嚴(yán)格一致的1 PPS 信號供測試同步之用.這就意味著可以在1 PPS 信號上升沿測得模擬器輸出射頻導(dǎo)航信號的碼相位，將其對應(yīng)偽距值與模擬器所記錄該仿真歷元時刻的偽距值求差，從而得到模擬器通道群時延標(biāo)定值.

1.1 時域翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法

導(dǎo)航信號的碼相位對應(yīng)著信號的發(fā)射時刻［10］.當(dāng)模擬器輸出零偽距特殊仿真場景的射頻導(dǎo)航信號且關(guān)閉各項(xiàng)誤差源時，若模擬器通道群時延為零，則任一歷元時刻信號的傳播時間為零，即模擬器的1 PPS 上升沿和導(dǎo)航信號中偽碼序列的起始位置應(yīng)嚴(yán)格對齊.實(shí)際信號中，由于模擬器通道群時延的存在，偽碼序列起始位置和1 PPS上升沿之間存在時差，傳統(tǒng)的時域翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法通過測量該時差作為模擬器通道群時延的標(biāo)定值.以雙相相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)調(diào)制的導(dǎo)航信號為例，其信號表達(dá)式為

式中:A 為信號幅度;D(t)為導(dǎo)航電文;c(t)為偽隨機(jī)碼;fc為載波頻率;φ0為載波初相.為簡化分析，假設(shè)A=1，D(t)≡1.可見，當(dāng)兩個相鄰的偽碼碼片符號相反時，載波相位會在其交界處跳變180°，這個跳變點(diǎn)稱為信號的相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn)，對應(yīng)著偽碼序列的碼片起始，即碼片內(nèi)相位為零處.由于信號通道中濾波器有限帶寬的限制，翻轉(zhuǎn)點(diǎn)附近的時域波形如圖1 所示，圖中的包絡(luò)零點(diǎn)即為相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn)［11］，而包絡(luò)幅值的過沖現(xiàn)象則是吉布斯效應(yīng)的體現(xiàn).

圖1 相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn)的時域波形Fig.1 Time domain waveform at phase transition point

文獻(xiàn)［1-4］將零偽距場景下的模擬器射頻導(dǎo)航信號輸出和1PPS 輸出分別接入高速示波器的兩個通道，使用不同方法測量翻轉(zhuǎn)點(diǎn)的位置和1PPS 上升沿之間的時差，得到模擬器通道群時延的標(biāo)定值.

正如文獻(xiàn)［8］所指出的，翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法只利用了信號中局部特征點(diǎn)的信息，在通道特性非理想的情況下，其時延不足以反映整個通道的群時延特性，因而只適用于窄帶信號;且翻轉(zhuǎn)點(diǎn)位置的測量精度對示波器的采樣率提出了很高要求.另外，當(dāng)所模擬的通道發(fā)射帶寬較寬時，信號時域波形的相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn)將不明顯，翻轉(zhuǎn)點(diǎn)位置的估計精度會隨之下降甚至無法測量.

1.2 相關(guān)峰法

與翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法通過時域波形判斷偽碼序列的起始位置不同，相關(guān)峰法利用導(dǎo)航信號的相關(guān)域特性對信號進(jìn)行相關(guān)接收，從而找到相關(guān)峰相對于1 PPS 上升沿的時延.對式(1)中的信號做相關(guān)接收，則經(jīng)載波剝離和積分清除后的相關(guān)幅值P 如式(2)所示［12］:

式中:R(τ)為偽隨機(jī)碼的自相關(guān)函數(shù)，τ 為本地偽碼與輸入待測信號偽碼的相位差;fe為本地載波與信號載波的頻率差異;Tcoh為相干積分時間.從式(2)可知，當(dāng)本地偽碼與信號偽碼的相位對齊時，相關(guān)幅值P 達(dá)到最大.

目前公開文獻(xiàn)中報道的相關(guān)峰法仍使用高速示波器采集數(shù)據(jù)，然而并未見給出關(guān)于相關(guān)峰位置估計方法的具體描述.實(shí)際上在模擬器通道傳輸特性非理想的情況下，由于信號失真引起相關(guān)曲線左右不對稱，使得接收機(jī)DLL 環(huán)所跟蹤的碼相位點(diǎn)(即DLL 鎖定點(diǎn))與相關(guān)峰值點(diǎn)之間會有一定偏差，這一鎖定點(diǎn)偏差的大小又與相關(guān)間距有關(guān).因而一些文獻(xiàn)中所述通過尋找相關(guān)峰最大值點(diǎn)的方法進(jìn)行通道群時延標(biāo)定是有失偏頗的，通過相關(guān)峰值點(diǎn)得到的通道群時延標(biāo)定值在用于接收機(jī)測量校準(zhǔn)的時候仍將引起未知的偏差.

為了避免這一問題，可以采用與DLL 環(huán)類似的利用早遲相關(guān)值進(jìn)行鑒相的方法測得相關(guān)器本地偽碼相位與輸入信號偽碼相位的差異，進(jìn)而得到信號偽碼序列的起始位置相對于1 PPS 上升沿的時延，作為模擬器通道群時延測量值.為了保證1 PPS 上升沿的判定精度，要求采用很高的采樣率.由于示波器的存儲深度限制和初始信號碼相位捕獲誤差的存在，傳統(tǒng)信號跟蹤環(huán)路無法在所采集數(shù)據(jù)時長內(nèi)進(jìn)入鎖定狀態(tài)，可采用開環(huán)估計的方法通過早遲相關(guān)值得到輸入信號的碼相位估計值.為了區(qū)別于前述估計相關(guān)峰值點(diǎn)位置的測量方法，本文將這種改進(jìn)的方法稱為相關(guān)域開環(huán)估計法.

2 基于閉環(huán)偽距測量的群時延標(biāo)定

除了上述問題外，傳統(tǒng)測量方法多使用零偽距或固定偽距仿真場景下的特殊信號，而在導(dǎo)航接收機(jī)的測試校準(zhǔn)中，模擬器輸出正常星座動態(tài)和用戶動態(tài)下的導(dǎo)航信號，這兩種場景下模擬器的通道群時延性能也會存在差異.文獻(xiàn)［13］指出，不同徑向動態(tài)下模擬器所產(chǎn)生信號的精度可能是不一樣的，模擬器產(chǎn)品手冊中給出的射頻信號精度指標(biāo)應(yīng)標(biāo)明其所適用的信號動態(tài)范圍.

為了解決上述問題，本文提出一種基于閉環(huán)偽距測量的模擬器通道群時延標(biāo)定方法(簡稱閉環(huán)偽距測量法)，利用高速直接射頻采樣系統(tǒng)對正常星座動態(tài)仿真場景下的導(dǎo)航信號和1 PPS信號同時進(jìn)行記錄，以1 PPS 信號作為同步信號，通過高精度軟件接收機(jī)的閉環(huán)跟蹤和碼偽距測量最終解算出模擬器的通道群時延.該方法適用于偽距隨時間變化的正常動態(tài)下的各種調(diào)制信號仿真場景.

導(dǎo)航接收機(jī)在某一觀測歷元時刻解算的信號偽距為

式中:R 為接收機(jī)與衛(wèi)星之間的真實(shí)距離，可從模擬器的數(shù)學(xué)仿真記錄獲取;c 為光速;δtu為接收機(jī)鐘差;δt(s)為衛(wèi)星鐘差;I 和T 分別為電離層和對流層引入的信號延時;τsim為模擬器通道群時延;τrcv為接收機(jī)通道群時延;rM為多徑誤差;n 為噪聲.標(biāo)定模擬器的通道群時延時，關(guān)閉衛(wèi)星鐘差、電離層對流層效應(yīng)和多徑誤差，此時偽距方程(3)變?yōu)槭?4):

使用高保真度高速雙通道采集存儲系統(tǒng)對模擬器輸出的射頻導(dǎo)航信號和1 PPS 信號同時進(jìn)行直接采樣，導(dǎo)航信號不經(jīng)過下變頻、濾波等處理，采集系統(tǒng)通道間時延偏差很小且可以通過標(biāo)校進(jìn)行補(bǔ)償，因此τrcv=0.以模擬器輸出1 PPS 信號上升沿作為軟件接收機(jī)觀測歷元時刻的同步信號，可消除接收機(jī)鐘差的影響，因此δtu=0.此時偽距方程變?yōu)?/p>

可見，軟件接收機(jī)解算的偽距ρ 和接收機(jī)與衛(wèi)星之間的真實(shí)距離R 存在偏差，該偏差為模擬器通道群時延所引入，τsim可由式(6)估算:

式中:〈·〉表示取均值.

圖2 為閉環(huán)偽距測量法的實(shí)現(xiàn)框圖.通過外接高穩(wěn)定度頻標(biāo)(頻率穩(wěn)定度:2 ×10－13/s)的高性能頻率綜合器(附加相位噪聲:－89 dBc@1 Hz，－114 dBc@1 kHz)產(chǎn)生采樣時鐘，可以消除采樣時鐘引入的額外誤差;為了消除各設(shè)備內(nèi)時基準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度差異帶來的測量誤差，模擬器和矢量信號源應(yīng)保證同源.衰減器可以使1 PPS 信號的幅值匹配采集系統(tǒng)的輸入電平，其引入的時延可以用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行標(biāo)定.

圖2 閉環(huán)偽距測量法框圖Fig.2 Block diagram of closed-loop pseudorange measurement method

為了使軟件接收機(jī)解算出信號的偽距和其對應(yīng)的仿真歷元時刻，采集的信號需要完整包含導(dǎo)航電文的一個子幀，以GPS 為例，一個子幀長度［14］為6 s，所以采集的信號長度應(yīng)不低于12 s.

軟件接收機(jī)對采集的導(dǎo)航信號進(jìn)行捕獲跟蹤，利用載波環(huán)輔助碼環(huán)可基本消除碼環(huán)的動態(tài)應(yīng)力誤差.待環(huán)路鎖定后，以1 PPS 上升沿作為碼環(huán)偽距觀測歷元時刻的同步信號，上升沿對應(yīng)的模擬器仿真歷元時刻可從導(dǎo)航電文中的周內(nèi)秒(Time of Week，TOW)獲取.由式(6)知，將接收機(jī)解算的偽距和模擬器數(shù)學(xué)仿真系統(tǒng)記錄的相應(yīng)TOW 時刻的偽距做數(shù)據(jù)比對和統(tǒng)計分析，即可測得模擬器的通道群時延值.

為了保證上升沿的判定精度，應(yīng)使上升沿上至少有2 個采樣點(diǎn)(例如若1 PPS 信號的上升時間在2 ns 內(nèi)，則采樣率應(yīng)不低于1 GHz)，在此基礎(chǔ)上本文通過三次樣條內(nèi)插提高上升沿的判定精度［15］.圖3 為1 PPS 上升沿的采樣和內(nèi)插結(jié)果，以1 PPS 高電平的50%作為觸發(fā)電平，在三次樣條內(nèi)插曲線上判定上升沿的位置，可以大大提高上升沿的判定精度.

圖3 通過三次樣條內(nèi)插判定1 PPS 上升沿位置Fig.3 1 PPS rising edge determination using cubic spline interpolation

3 實(shí)驗(yàn)分析

使用傳統(tǒng)方法和閉環(huán)偽距測量法對英國Spirent 公司的GSS8000 模擬器和長沙市衛(wèi)導(dǎo)電子科技有限公司的NSS8000 模擬器的通道群時延分別進(jìn)行了標(biāo)定.實(shí)驗(yàn)中設(shè)置模擬器輸出GPS L1 C/A 碼信號，GSS8000 輸出導(dǎo)航信號的載噪比經(jīng)實(shí)測為93.9 dB·Hz，NSS8000 輸出導(dǎo)航信號的載噪比經(jīng)實(shí)測為94.3 dB·Hz.

3.1 時域翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法

使用美國Tektronix 公司的DSA72004 示波器觀測相位翻轉(zhuǎn)點(diǎn)與1 PPS 上升沿的時延作為模擬器的通道群時延.圖4(a)為GSS8000 的單次測量結(jié)果，圖4(b)為NSS8000 的單次測量結(jié)果，對10 次觀測結(jié)果取平均，測得GSS8000 的群時延為3.08 ns，NSS8000 的群時延為6.10 ns.

圖4 兩種模擬器群時延的時域翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法測量結(jié)果Fig.4 Group delay measurement results of two simulators using time domain transition point method

3.2 相關(guān)域開環(huán)估計法

使用高速采集存儲系統(tǒng)采集零偽距特殊仿真場景的信號，并使用開環(huán)相關(guān)域估計法解算模擬器通道群時延.利用零偽距特殊仿真場景中信號不存在多普勒頻移的特點(diǎn)，設(shè)定本地載波頻率為標(biāo)稱頻率，本地偽碼相位為捕獲到的偽碼相位，并使載波環(huán)和碼環(huán)保持開環(huán);為了消除本地載波初相誤差帶來的影響，對于碼相位誤差使用非相干鑒相方法［16-17］，即可測得本地偽碼相位與信號偽碼相位的差異，進(jìn)而測得信號偽碼序列的起始位置，得到模擬器通道群時延測量值.數(shù)據(jù)采集時的采樣率為1 GHz，采樣分辨率為8 bit，采集的信號長度為2 s.模擬器通道群時延測量結(jié)果如圖5所示.

圖5 中每ms 輸出一個測量值，其中GSS8000的群時延和NSS8000 的群時延相差約5.5 ns，為了清晰比對二者的抖動情況，將GSS8000 的群時延測量結(jié)果向上平移了5 ns.模擬器通道群時延的統(tǒng)計結(jié)果如表1 所示.

圖5 相關(guān)域開環(huán)估計法的群時延測量結(jié)果Fig.5 Group delay measurement results using correlation domain open-loop estimation method

表1 相關(guān)域開環(huán)估計法的群時延統(tǒng)計結(jié)果Table 1 Statistical results of group delay measurement using correlation domain open-loop estimation method

3.3 閉環(huán)偽距測量法

使用高速采集存儲系統(tǒng)采集正常信號仿真場景下的信號，并使用閉環(huán)偽距測量法對GSS8000和NSS8000 的群時延進(jìn)行標(biāo)定.數(shù)據(jù)采集時的采樣率為1 GHz，采樣分辨率為8 bit，采集的信號長度為13 s，測量結(jié)果如圖6 所示.

圖6 閉環(huán)偽距測量法的群時延結(jié)果Fig.6 Group delay measurement results using closed-loop pseudorange measurement method

實(shí)驗(yàn)中軟件接收機(jī)的碼環(huán)帶寬為2.5 Hz，早遲相關(guān)器間距為一碼片，相干積分時間為1 ms，接收機(jī)每ms 輸出一個偽距觀測量.由于受被測模擬器數(shù)學(xué)仿真系統(tǒng)的偽距記錄更新率限制，圖6中GSS8000 的群時延測量結(jié)果每50 ms 輸出一個，并向上平移了5.5 ns，NSS8000 的群時延測量結(jié)果每10 ms 輸出一個.模擬器通道群時延的統(tǒng)計結(jié)果如表2 所示.

表2 閉環(huán)偽距測量法的群時延統(tǒng)計結(jié)果Table 2 Statistical results of group delay measurement using closed-loop pseudorange measurement method

從以上測量結(jié)果可知，對于GSS8000，閉環(huán)偽距測量法和時域翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法的一致性在0.2 ns 內(nèi)，而對于NSS8000，閉環(huán)偽距測量法和時域翻轉(zhuǎn)點(diǎn)法的結(jié)果存在約2.5 ns 的偏差;兩種模擬器群時延使用閉環(huán)偽距測量法和相關(guān)域開環(huán)估計法的測量結(jié)果均值差均在0.2 ns 內(nèi).從3 種測量方法的原理可知，在模擬器通道特性非理想的情況下，閉環(huán)偽距測量法可以真實(shí)準(zhǔn)確測得模擬器的通道群時延，而時域翻轉(zhuǎn)點(diǎn)測量法的測量結(jié)果并不能真實(shí)反映模擬器的群時延值.

實(shí)際上，對模擬器通道群時延的標(biāo)定最終是為了消除接收機(jī)通道群時延引入的偽距偏差，而接收機(jī)通過DLL 環(huán)對正常仿真場景下的信號做閉環(huán)跟蹤，因而利用閉環(huán)偽距測量法對模擬器的群時延進(jìn)行標(biāo)定，保證了信號仿真場景及測量原理和接收機(jī)群時延測量時的一致性，能夠更好地達(dá)到測量模擬器通道群時延的目的.

值得注意的是，由于不同環(huán)境溫度及相關(guān)間距下的模擬器通道群時延值可能不同，實(shí)用中應(yīng)測得不同溫度及相關(guān)間距下的模擬器通道群時延值提供用戶使用.

3.4 性能分析

由閉環(huán)偽距測量法的原理知，該方法不受導(dǎo)航信號體制的限制，對于增加二進(jìn)制偏移載波(Binary Offset Carrier，BOC)調(diào)制的寬帶信號仍然適用;該方法也不受零偽距或固定偽距仿真場景的限制，適用于偽距隨時間變化的正常信號仿真場景.

在加性高斯白噪聲(AWGN)背景下碼環(huán)閉環(huán)跟蹤可得到準(zhǔn)最佳估計，其中相干DLL 在相關(guān)間距趨于零時碼相位估計誤差標(biāo)準(zhǔn)差可達(dá)Cramer-Rao 限，且閉環(huán)偽距測量法易于通過載波環(huán)輔助碼環(huán)來消除視距動態(tài)引起的偏差;誠然開環(huán)估計也可采用最大似然等一系列最佳估計方法，但要達(dá)到閉環(huán)跟蹤的精度其實(shí)現(xiàn)相對復(fù)雜.由表1和表2 的群時延統(tǒng)計結(jié)果可知，本次實(shí)驗(yàn)中閉環(huán)偽距測量法測得結(jié)果的標(biāo)準(zhǔn)差小于相關(guān)域開環(huán)估計法，這是因?yàn)楸疚脑陂_環(huán)估計法中直接利用了碼環(huán)鑒相器輸出作為估計結(jié)果，而在閉環(huán)偽距測量法中則對鑒相結(jié)果進(jìn)一步利用環(huán)路濾波器抑制了噪聲的影響且通過載波環(huán)輔助碼環(huán)消除了動態(tài)應(yīng)力誤差，最后通過連續(xù)的閉環(huán)調(diào)整使得環(huán)路始終工作在鑒相曲線的過零點(diǎn)附近.

閉環(huán)偽距測量法的測量誤差主要由1 PPS 上升沿位置的判定、熱噪聲和線纜等引入.閉環(huán)偽距測量法中的數(shù)據(jù)采樣率不低于1 GHz，因此1 PPS上升沿位置的判定誤差小于0.5 ns.熱噪聲對測量精度的影響可以通過對碼環(huán)跟蹤性能的分析得到［18-20］.當(dāng)早遲相關(guān)器間距為一碼片、碼環(huán)帶寬為2.5 Hz、相干積分時間為1 ms、射頻前端帶寬為20 MHz 時，碼環(huán)跟蹤誤差的標(biāo)準(zhǔn)差在不同載噪比和偽碼速率Rc下的變化情況如圖7 所示.

圖7 不同載噪比下的碼環(huán)跟蹤精度Fig.7 Code tracking accuracy versus carrier noise ratio

模擬器高功率口信號的載噪比可達(dá)80 dB·Hz以上［21］，此時在1.023 MHz 的偽碼速率下，碼環(huán)跟蹤誤差的標(biāo)準(zhǔn)差小于4 cm，相應(yīng)的碼相位測量誤差標(biāo)準(zhǔn)差小于0.15 ns.閉環(huán)偽距測量法的各項(xiàng)不確定度來源如表3 所示，其中線纜、連接器、衰減器引起的不確定度參照文獻(xiàn)［2，5］.由表3 可知，合成標(biāo)準(zhǔn)不確定度優(yōu)于0.7 ns.由表3可見，閉環(huán)偽距測量法的測量不確定度主要受限于1 PPS 上升沿判定的誤差.

表3 模擬器群時延標(biāo)定的測量不確定度Table 3 Measurement uncertainty of simulator time delay calibration

4 結(jié) 論

本文提出一種基于閉環(huán)偽距測量的模擬器通道群時延標(biāo)定方法，并使用該方法對兩種商用模擬器的群時延進(jìn)行了標(biāo)定，對實(shí)驗(yàn)結(jié)果和算法性能進(jìn)行分析后，主要得到:

1)本文方法使用的信號仿真場景及測量原理與接收機(jī)通道群時延測試時一致，可以真實(shí)準(zhǔn)確地標(biāo)定非理想通道特性下的模擬器通道群時延.

2)本文方法利用碼跟蹤環(huán)的閉環(huán)高精度跟蹤，容易實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)測量方法更高精度的通道群時延標(biāo)定.

3)本文方法可以對真實(shí)衛(wèi)星動態(tài)、用戶動態(tài)及各種導(dǎo)航信號體制下模擬器的通道群時延進(jìn)行標(biāo)定.

References)

［1］ Landis G P，White J.Limitation of GPS receiver calibrations［C］∥Proceedings of 34th Annual Precise Time and Time Interval (PTTI)Meeting.Manassas，VA:ION，2002:325-332.

［2］ Plumb J，Larson K M，White J，et al.Absolute calibration of a geodetic time transfer system［J］.IEEE Transactions on Ultrasonics，F(xiàn)erroelectrics，and Frequency Control，2005，52(11):1904-1911.

［3］ 馮富元.GPS 信號模擬源及測試技術(shù)研究和實(shí)現(xiàn)［D］.北京:北京郵電大學(xué)，2009.

Feng F Y.GPS signal simulation source test technology research and implementation［D］.Beijing:Beijing University of Posts and Telecommunications，2009(in Chinese).

［4］ Boulton P，Read A，Wong R.Formal verification testing of Galileo RF constellation simulators［C］∥Proceedings of the 20th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation(ION GNSS 2007).Manassas，VA:ION，2007:1564-1575.

［5］ Grunert U，Thoelert S，Denks H，et al.Using of spirent GPS/Galileo HW simulator for timing receiver calibration［C］∥Position，Locationand Navigation Symposium.New York:IEEE/ION，2008:77-81.

［6］ Proia A，Cibiel G.Progress report of CNES activities regarding the absolute calibration method［C］∥Proceedings of the 42th Annual Precise Time and Time Interval (PTTI)Systems and Applications Meeting.Manassas，VA:ION，2010:16-18.

［7］ Proia A，Cibiel G，White J，et al.Absolute calibration of GNSS time transfer systems:NRL and CNES techniques comparison［C］∥2011 Joint Conference of the IEEE International Frequency Control and the European Frequency and Time Forum(FCS).Piscataway，NJ:IEEE Press，2011:1-6.

［8］ 林紅磊，牟衛(wèi)華，王飛雪，等.衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)信號模擬器通道零值標(biāo)定方法研究［J］.導(dǎo)航定位學(xué)報，2013，1(4):61-64.

Lin H L，Mou W H，Wang F X，et al.Research on calibration of GNSS signal simulator［J］.Journal of Navigation and Positioning，2013，1(4):61-64(in Chinese).

［9］ Cartmell A.Considerations for calibration of frequency dependent delays［C］∥Proceedings of the 13th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation(ION GNSS 2000).Manassas，VA:ION，2000:799-809.

［10］ Parkinson B W，Spilker J J.The global positioning system:Theory and applications.Volume I［M］.Reston:AIAA，1996:410.

［11］ 吳海濤，李孝輝，盧曉春等.衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)時間基礎(chǔ)［M］.北京:科學(xué)出版社，2011:147-148.

Wu H T，Li X H，Lu X C.Time base of GNSS［M］.Beijing:Science Press，2011:147-148(in Chinese).

［12］ Ma C，Lachapelle G，Cannon M E.Implementation of a software GPS receiver［C］∥Proceedings of the 17th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation(ION GNSS 2004).Manassas，VA:ION，2004:21-24.

［13］ Tetewsky A，Soltz A，F(xiàn)uhry D，et al.Validating the validating tool:Defining and measuring GPS simulator specifications［C］∥Proceedings of the 10th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation(ION GPS 1997).Manassas，VA:ION，1997:1681-1695.

［14］ IS-GPS-200G.Navstar GPS space segment/navigation user interfaces［S］.CA:ARINC Research Corporation，2012:74-75.

［15］ 李慶揚(yáng)，王能超，易大義.數(shù)值分析［M］.5 版.北京:清華大學(xué)出版社，2008:41-42.

Li Q Y，Wang N C，Yi D Y.Numerical analysis［M］.5th ed.Beijing:Tsinghua University Press，2008:41-42(in Chinese).

［16］ 謝鋼.GPS 原理與接收機(jī)設(shè)計［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2009:71-72.

Xie G.Principles of GPS and receiver design［M］.Beijing:Publishing House of Electronics Industry，2009:71-72(in Chinese).

［17］ van Dierendonck A J，F(xiàn)enton P，F(xiàn)ord T.Theory and performance of narrow correlator spacing in a GPS receiver［J］.Navigation，1992，39(3):265-283.

［18］ Betz J W，Kolodziejski K R.Extended theory of early-late code tracking for a bandlimited GPS receiver［J］.Navigation，2000，47(3):211-226.

［19］ Kaplan E D，Hegarty C J.Understanding GPS principles and applications［M］.2nd ed.Norwood，MA:Artech House，2006:173-178.

［20］ Kou Y H，Sui J T，Chen Y B，et al.Test of pseudorange accuracy in GNSS RF constellation simulator［C］∥Proceedings of 25th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation 2012 (ION GNSS 2012).Manassas，VA:ION，2012:161-173.

［21］ Zhang H，Kou Y H.Single-SV timing in GNSS signal simulator and receiver closed-loop testing［C］∥Proceedings of the 45th Annual Precise Time and Time Interval Systems and Applications Meeting.Manassas，VA:ION，2013:94-100.