曹曉娟，庹朝永

(1.湖南機電職業(yè)技術學院，長沙 410151； 2.湖南大學，汽車車身先進設計制造國家重點實驗室，長沙 410082)

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2015126

基于DSP的燃料電池車復合直流系統(tǒng)的設計與實現(xiàn)*

曹曉娟1,2，庹朝永1

(1.湖南機電職業(yè)技術學院，長沙 410151； 2.湖南大學，汽車車身先進設計制造國家重點實驗室，長沙 410082)

為燃料電池車提出了一種復合直流系統(tǒng)方案，該方案采用DSP控制單個DC/DC變換器實現(xiàn)直流系統(tǒng)能量的統(tǒng)一管理。變換器有4種工作模式，且可歸納為兩種電路拓撲：串并聯(lián)諧振變換器和串聯(lián)諧振變換器。詳細分析了串并聯(lián)諧振變換器的軟開關實現(xiàn)條件，由于考慮了變壓器副邊整流開關管寄生電容對死區(qū)時間內(nèi)換流過程的影響，故分析得到的勵磁電感限制條件更加精確。給出了該復合直流系統(tǒng)的設計與實現(xiàn)方法。最后搭建了一臺基于TMS320F28335的300W樣機，實驗結果驗證了該系統(tǒng)的可行性。

燃料電池車；直流系統(tǒng)；DC/DC變換器；軟開關；數(shù)字信號處理器

前言

燃料電池車為解決內(nèi)燃機汽車所帶來的環(huán)保問題提供了良好的途徑，因而受到廣泛關注[1-3]。燃料電池車直流系統(tǒng)主要由燃料電池、輔助能源和高壓直流母線組成，各組成要素之間的能量流動關系如圖1所示。燃料電池正常工作時，負責提供整車正常工作時的所有能量，定義為功率傳輸狀態(tài)。燃料電池輸出電壓在200～500V之間[1]，并且輸出特性偏軟，因此一般須要經(jīng)過DC/DC功率變換得到穩(wěn)定的高壓直流母線[2-3]，并通過DC/AC變換得到三相交流電，以控制汽車電機運行。燃料電池在冷啟動時響應慢，需要輔助能源如蓄電池或超級電容，提供啟動功率[4]，這里定義為輔助啟動狀態(tài)。當汽車制動或下坡時，直流系統(tǒng)須將多余的能量回收并儲存到輔助能源中，定義為能量回饋狀態(tài)。最后是輔助能源在輸入電壓較低時，須通過直流系統(tǒng)進行能量補給，定義為充電狀態(tài)。

應用多輸入DC/DC變換器進行燃料電池車直流系統(tǒng)能量管理是一種很好的思路，目前國內(nèi)外已對其多種拓撲結構進行研究[1,5-10]，但已有的拓撲結構都無法用單個變換器滿足圖1的所有功能需求。為此本文中提出了一種基于數(shù)字信號處理器(digital signal processor, DSP)控制的復合直流系統(tǒng)方案，該方案采用單個復合式DC/DC變換器，通過DSP控制實現(xiàn)燃料電池車直流系統(tǒng)能量的統(tǒng)一管理。

1 復合直流系統(tǒng)總體結構

復合直流系統(tǒng)的總體結構如圖2所示。燃料電池、輔助能源和高壓直流母線都接入到復合式DC/DC變換器中。同時，DSP采集燃料電池輸出電壓與電流、輔助能源輸出電壓與電流和高壓直流母線電壓這幾路信號以進行能量管理。燃料電池與復合式DC/DC變換器之間為能量單向流動方式，輔助能源和高壓直流母線則為能量雙向流動方式。DSP控制6路PWM信號，經(jīng)過隔離驅(qū)動后分別驅(qū)動復合式DC/DC變換器的6個開關管。

2 變換器工作原理

所提出的復合直流系統(tǒng)的硬件核心是復合式DC/DC變換器，其拓撲結構如圖3所示。圖中燃料電池的電壓為UinH，輔助能源的電壓為UinL，高壓直流母線的電壓為Uo；變壓器有3個繞組，分別為高壓側(cè)、低壓側(cè)和二次側(cè)，匝比為nH:nL:nS。對應圖1，該復合式DC/DC變換器共有4種工作模式，這4種工作模式下，開關管的控制邏輯如表1所示。表中“ON”表示常閉，“OFF”表示常開，“PWM”表示工作在高頻開關狀態(tài)，“SR”表示工作在同步整流狀態(tài)。

表1 開關管控制邏輯

輔助啟動模式下變換器等效為單輸入單輸出型串并聯(lián)諧振變換器。3個諧振元件分別為變壓器歸算到低壓側(cè)的勵磁電感LmL、諧振電感LrL和諧振電容CrL；功率傳輸模式下變換器等效為單輸入單輸出型串并聯(lián)諧振變換器。3個諧振元件分別為變壓器歸算到高壓側(cè)的勵磁電感LmH、諧振電感LrH和諧振電容CrH；充電模式下變換器等效為單輸入雙輸出串并聯(lián)諧振變換器，諧振腔與功率傳輸模式相同，由于兩路輸出結構完全一致，因此高壓直流母線的電壓穩(wěn)定后，充電電壓也會維持在恒定值；能量回饋模式下變換器等效為單輸入單輸出型串聯(lián)諧振變換器。諧振元件為LrL和CrL。

下面進行電路工作模態(tài)分析，其中串并聯(lián)諧振變換器以功率傳輸模式為分析對象，輔助啟動模式和充電模式下的工作原理與此相同。功率傳輸模式下，變換器的主要工作波形如圖4所示，圖中Udrv為驅(qū)動電壓信號。

[ta0-ta1]時段：Q2S工作在同步整流狀態(tài)，imH線性增大，LrH與CrH形成LC諧振，irH呈正弦規(guī)律變化。死區(qū)時間內(nèi)諧振腔電流對MOSFET結電容進行充放電。充放電完成后，Q1H寄生二極管Ds1導通，為Q1H軟開關創(chuàng)造條件。死區(qū)時間結束時該模態(tài)結束。

[ta1-ta2]時段：Q1H導通，能量從輸入側(cè)傳輸?shù)捷敵鰝?cè)，irH和uCrH呈正弦規(guī)律變化。該模態(tài)內(nèi)，iQ2S對輸出電容Co1充電，當irH=imH時，該模態(tài)結束。

[ta2-ta3]時段：此時為三元件諧振模態(tài)，LmH、LrH和CrH構成三元件諧振網(wǎng)絡。由于LmH?LrH，因此irH和imH近似不變，uCrH線性上升。Q1H關斷信號到來時，該模態(tài)結束。

[ta3-ta6]時段內(nèi)的工作模式與[ta0-ta3]類似，不再贅述。

能量回饋模式下變換器的主要工作波形如圖5所示。

[tb0-tb1]時段：勵磁電流imS對Q1S、Q2S的結電容進行充放電。Q1S開通信號到來時，該模態(tài)結束。

[tb1-tb2]時段：諧振腔電流irL仍為負值。Q1S的寄生二極管繼續(xù)導通，直到諧振腔電流irL過零，該模態(tài)結束。

[tb2-tb3]時段：Q1S開通，LrL和CrL構成2階LC諧振回路，irL和uCrL呈正弦規(guī)律變化。該模態(tài)內(nèi)，iQ2L對輸出電容CinL1充電。

[tb3-tb6]時段時間內(nèi)的工作模式與[tb0-tb3]類似，不再贅述。

3 軟開關的實現(xiàn)與變換器設計

3.1 軟開關實現(xiàn)條件分析

為發(fā)揮串并聯(lián)諧振變換器的高效率功率變換優(yōu)勢，須確保變換器工作在軟開關狀態(tài)。傳統(tǒng)的軟開關實現(xiàn)條件分析中都將二次側(cè)整流管的寄生結電容忽略不計，但在本系統(tǒng)中，由于二次側(cè)整流管也是MOSFET，其寄生結電容也會影響到原邊開關管的換流，因此精確的軟開關實現(xiàn)條件分析中應當充分考慮二次側(cè)整流管寄生結電容的影響。以功率傳輸模式下的等效電路進行軟開關實現(xiàn)條件分析(輔助啟動和充電模式同樣適用)，死區(qū)時間內(nèi)的等效電路如圖6所示。

要實現(xiàn)Q1H和Q2H的軟開關，死區(qū)時間內(nèi)電荷供給量應大于電荷需求量，即

(1)

式中：Tsw為開關周期；Tdead為死區(qū)時間；CjH和CjS分別為燃料電池側(cè)和高壓輸出側(cè)MOSFET的結電容。

諧振腔電流irH(t)為

irH(t)=IrH_pksin(ωrHt-θrH)

(2)

式中：IrH_pk、ωrH和θrH分別為諧振腔電流的峰值、角頻率和初始相位角。

角頻率ωrH為

(3)

初始相位角θrH為

(4)

勵磁電感峰值電流ImH_pk為

(5)

根據(jù)電荷守恒可得

(6)

聯(lián)立式(1)～式(6)，可得勵磁電感LmH的限制條件為

(7)

式中：frH為LrH和CrH的串聯(lián)諧振頻率。

同理可以推導得到勵磁電感LmL的限制條件為

(8)

式中：frL為LrL和CrL的串聯(lián)諧振頻率。

3.2 變換器設計

變換器設計主要包括變壓器設計、開關器件選型、高壓側(cè)諧振腔設計和低壓側(cè)諧振腔設計?？蓪⒄麄€設計過程分為4步。

第1步：變壓器設計。根據(jù)燃料電池額定電壓UinH_nom和輔助能源最高電壓UinL_max來設計變壓器匝比。nH:nS=UinH_nom/Uo，nL:nS=UinL_max/Uo。

第2步：開關器件選型。根據(jù)開關管的電壓和電流應力來選擇，同時提取結電容參數(shù)。

第3步：勵磁電感設計。一般取frH=frL。根據(jù)軟開關實現(xiàn)條件得到LmH和LmL的最大值LmH_max和LmL_max，并且根據(jù)匝比選擇能夠同時實現(xiàn)高低壓側(cè)軟開關的勵磁電感。

(9)

第4步：電感比設計。燃料電池和輔助能源的輸出電壓都是在一定范圍內(nèi)變化的，因此要求變換器具備一定的寬范圍適應能力。根據(jù)文獻[11]中的描述，串并聯(lián)諧振變換器的時域增益模型(以功率傳輸模式為例)可以表示為

(10)

式中：fsw為開關頻率；hH為電感比，且滿足：

hH=LmH/LrH

(11)

根據(jù)式(3)和式(11)可以計算出諧振電感LrH和諧振電容CrH。同理也可以按照增益要求，完成LrL和CrL的設計。

4 軟件系統(tǒng)設計

4.1 主程序流程圖

DSP芯片為TMS320F28335，主程序流程如圖7所示。整車鑰匙轉(zhuǎn)到“ON”位置后，主接觸器接通，完成控制器上電，程序進入主循環(huán)。首先進入輔助啟動模式，同時監(jiān)測燃料電池組電壓，并結合整車啟動策略來決定是否退出輔助啟動模式。輔助啟動完成后，系統(tǒng)進入功率傳輸模式，同時監(jiān)測輔助能源電壓，如果電壓低于設定的閾值，則進入充電模式，否則進行能量回饋判定。如果有制動指令，則進入能量回饋模式，否則控制器進入響應整車制動指令的狀態(tài)。程序處理時，充電模式、能量回饋模式和響應制動指令完成后，都進入功率傳輸模式。

4.2 變頻率調(diào)制流程圖

該復合直流系統(tǒng)中，DC/DC變換器工作在變頻率調(diào)制模式。采用PWM周期中斷的方式實現(xiàn)變頻率調(diào)制，其流程如圖8所示。進入中斷后，先進行輸出電壓采樣，采樣完成后進行過壓保護判斷，若發(fā)生過壓，則封鎖ePWM，否則進行PI運算。PI運算完成后進行開關頻率計算，并更新時鐘周期寄存器，該寄存器的數(shù)值直接決定了下一個開關周期的長短，從而實現(xiàn)壓頻轉(zhuǎn)換。

5 實驗驗證

搭建一臺300W的樣機，燃料電池電壓UinH的范圍為250～350V，額定電壓為320V；輔助能源電壓UinL的范圍為18～26V，額定電壓為24V；高壓直流母線的電壓Uo為400V。樣機及其元器件主要參數(shù)與規(guī)格如下。

諧振頻率frH、frL：100kHz；

高壓側(cè)Q1H、Q2H：SPP11N60C3(650V，11A，CjH=390pF)；

低壓側(cè)Q1L、Q2L：IPP03CN10N(100V，100A，CjL=1.94nF)；

二次側(cè)Q1S、Q2S：SPP11N60C3；

輔助開關Qaux：兩個MOSFET反向串聯(lián)得到，型號為IPP086N10N3(100V，80A)；

變壓器：PQ32/30磁芯(TP4A材質(zhì))，匝數(shù)nH:nL:nS=49∶4∶62，實測勵磁電感LmH為683μH；

諧振電感LrH：PQ20/20磁芯(TP4A材質(zhì))，匝數(shù)為24，電感值為195μH；

諧振電容CrH：12.2nF/1 200V，由10nF與2.2nF薄膜電容并聯(lián)得到；

諧振電感LrL：PQ20/20磁芯(TP4A材質(zhì))，匝數(shù)為5，電感值為0.84μH；

諧振電容CrL：2.94μF/250V，由兩個1μF與兩個470nF薄膜電容并聯(lián)得到；

控制芯片：TMS320F28335。

圖9為實驗波形和效率特性。其中圖9(a)為輔助啟動模式下24V輸入電壓時的滿載工作波形。由圖可見，低壓側(cè)開關管實現(xiàn)了零電壓開通，變換器滿載效率為95.8%。圖9(b)為功率傳輸模式下320V輸入電壓時的滿載工作波形。由圖可見，高壓側(cè)開關管也實現(xiàn)了零電壓開通。勵磁電感直接采用式(9)的計算結果，未在實驗中調(diào)整。這驗證了本文中所提出的軟開關實現(xiàn)條件分析的準確性。功率傳輸模式下，變換器滿載效率為97.2%。圖9(c)為輔助啟動完成后的過渡波形。由圖可見，過渡過程平滑，輸出電壓無明顯波形。圖9(d)為能量回饋模式下的滿載工作波形，此時開關頻率為98.2kHz，接近LrL和CrL的串聯(lián)諧振頻率，此時低壓側(cè)電壓UinL維持在25.5V，二次側(cè)開關管電壓為485V，效率為92.5%。圖9(e)為充電模式下的滿載工作波形，此時輸入電壓為288V，充電功率為100W，開關頻率為84.7kHz。圖9(f)為變換器的效率特性曲線，功率傳輸模式的效率最高，能量回饋模式的效率最低。

6 結論

提出一種燃料電池車用復合直流系統(tǒng)方案，整個系統(tǒng)的開關網(wǎng)絡由6個開關管和一個輔助開關組成。給出了詳細的控制邏輯表，并重點完成了精確的軟開關實現(xiàn)條件分析。最后提出了一種考慮臨界勵磁電感的變換器設計方法，并在TMS320F28335平臺上實現(xiàn)了數(shù)字控制。該復合直流系統(tǒng)方案是一種值得在燃料電池車中推廣的能量集中管理方案。

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Design and Implementation of Compound DC Systemfor Fuel Cell Vehicle Based on DSP

Cao Xiaojuan1,2& Tuo Chaoyong1

1.HunanMechanical&ElectricalPolytechnic,Changsha410151;2.HunanUniversity,StateKeyLaboratoryofAdvancedDesignandManufacturingforVehicleBody,Changsha410082

A scheme of compound DC system for fuel cell vehicles is proposed, which uses a digital signal processor to control a single DC/DC converter to achieve unified energy management of DC system. There are four different working modes and they can be classified into two circuit topologies: series / parallel resonant converter and series resonant converter, in which the soft switching condition of series and parallel resonant converter is analyzed in detail. By taking into account the effects of the parasitic capacitance of rectifying transistor in the secondary side of transformer on the process of dead time commutation, the analyzed critical condition of magnetizing inductance is more accurate. The design and implementation methods of the compound DC system are also given. Finally, a 300W prototype is build based on TMS320F28335 and the experiment results verify the feasibility of the system.

fuel cell vehicle; DC system; DC/DC converter; soft switching; DSP

*國家自然科學基金(51175159)、汽車車身先進設計制造國家重點實驗室自主課題團隊重點項目(61075004)、湖南省教育廳科學研究項目(13C261)和湖南省職業(yè)院校教育教學改革研究項目(ZJC2013018)資助。

原稿收到日期為2013年12月13日，修改稿收到日期為2014年2月7日。