陳麗娟，唐勇奇，林軒，胡濤

（湖南工程學(xué)院 電氣信息學(xué)院，湘潭 411101）

永磁直驅(qū)同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)變流器仿真分析

陳麗娟，唐勇奇，林軒，胡濤

（湖南工程學(xué)院 電氣信息學(xué)院，湘潭 411101）

摘 要：根據(jù)風(fēng)力機(jī)的輸出特性，闡明最佳特性曲線法實(shí)現(xiàn)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)最大功率追蹤的原理，選取背靠背電壓型雙PWM變換器為研究對象，在參考坐標(biāo)變換理論基礎(chǔ)上，分析并搭建了永磁同步電機(jī)和PWM變換器的數(shù)學(xué)模型，為仿真分析提供依據(jù)。依據(jù)變換器控制的數(shù)學(xué)模型，對網(wǎng)側(cè)變換器和機(jī)側(cè)變換器的控制策略進(jìn)行了研究。網(wǎng)側(cè)變換器采取前饋解耦方案，實(shí)現(xiàn)VSR的有功、無功功率解耦控制，獲得基于電網(wǎng)電壓定向的雙閉環(huán)控制策略；機(jī)側(cè)變換器采用零D軸電流控制策略，基于轉(zhuǎn)子磁場定向的矢量控制方法，通過矢量控制方法實(shí)現(xiàn)對定子電流的控制，達(dá)到良好的轉(zhuǎn)矩控制性能；基于MATLAB軟件對設(shè)計(jì)的系統(tǒng)進(jìn)行理論仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果證明矢量控制策略具有良好的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。

關(guān)鍵詞：雙PWM；永磁同步電機(jī)；最大功率追蹤；矢量控制

0 引言

風(fēng)能作為清潔能源之一，其資源儲量大而且無污染，是21世紀(jì)發(fā)展最快的清潔能源。據(jù)統(tǒng)計(jì)，世界上可利用發(fā)電的風(fēng)資源是水資源儲量的十倍多，因此，風(fēng)力發(fā)電在未來能源結(jié)構(gòu)改革中占有絕對主力位置。2012年，風(fēng)力發(fā)電占全國電力的2%，據(jù)《中國風(fēng)電發(fā)展路線圖2050》報(bào)告[1]預(yù)測：2020年，2030年，2050年，風(fēng)電占屆時(shí)全國電力需求的5%，8%，17%。隨著我國風(fēng)力資源的開發(fā)，帶來了風(fēng)力發(fā)電技術(shù)的高速發(fā)展，其中變流器技術(shù)是其中之關(guān)鍵，目前該技術(shù)主要掌握在國外手中，我國也在積極研究當(dāng)中。

目前，全球所運(yùn)用的風(fēng)力發(fā)電機(jī)最為普遍的是雙饋式風(fēng)力發(fā)電機(jī)和直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)[2]。雙饋式風(fēng)力發(fā)電機(jī)需要齒輪箱連接葉輪和發(fā)電機(jī)，以達(dá)到升速的目的，但是由于齒輪箱存在造價(jià)高昂，故障率高，且噪音大等缺點(diǎn)，雙饋式風(fēng)力發(fā)電機(jī)逐漸被直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)取代；其次，由于雙饋式風(fēng)力發(fā)電機(jī)定子側(cè)直接與電網(wǎng)剛性耦合，當(dāng)電網(wǎng)出現(xiàn)故障時(shí)，能直接影響發(fā)電機(jī)，減短發(fā)電機(jī)的使用壽命。而直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)完全彌補(bǔ)以上兩個(gè)重大缺陷，所以未來的風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)的比重將會越來越大。目前，國內(nèi)生產(chǎn)直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)組的企業(yè)有新疆金風(fēng)有限公司、湘電風(fēng)能有限公司等。

永磁同步發(fā)電機(jī)的并網(wǎng)變流器結(jié)構(gòu)主要有三種：不控整流+PWM逆變、不控整流+boost升壓斬波+PWM逆變和PWM整流+PWM逆變（雙PWM）。不控整流+PWM逆變具有結(jié)構(gòu)簡單易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，但是由于其機(jī)側(cè)變流器采用不可控整流，不能對發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩進(jìn)行控制，即不能實(shí)現(xiàn)最大功率追蹤，且直流側(cè)電壓不穩(wěn)定，紋波較大等缺點(diǎn)，該種控制方法只運(yùn)用在容量的變換當(dāng)中；不控整流+boost升壓斬波+PWM逆變與前者相比較，其優(yōu)點(diǎn)是能夠?qū)χ绷髂妇€電壓進(jìn)行控制，但是存在無法對最大功率進(jìn)行跟蹤的缺點(diǎn)；雙PWM型變流器[3-4]彌補(bǔ)以上兩者缺點(diǎn)，其還具有機(jī)側(cè)功率因數(shù)高，諧波含量少等優(yōu)點(diǎn)。雙PWM型變流器將是未來風(fēng)力發(fā)電變流器發(fā)展趨勢。

作者通過對永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)及變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行數(shù)學(xué)建模，通過Matlab/Simulink進(jìn)行仿真，驗(yàn)證其可行性及正確性。

1　建立數(shù)學(xué)模型

如圖1所示為雙PWM型變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，風(fēng)能經(jīng)過葉輪裝換為機(jī)械能，通過傳動(dòng)軸帶動(dòng)發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)，再通過電磁感應(yīng)裝換為幅值、頻率變化的交流電，然后通過機(jī)側(cè)PWM型變流器整流成為穩(wěn)定的直流電，最后通過網(wǎng)側(cè)PWM變換器逆變成為和電網(wǎng)等幅、同頻、同相位的交流電。

1.1機(jī)側(cè)變流器的控制策略

1.1.1 坐標(biāo)變換理論[5]

坐標(biāo)變換的原理就是把三相交流電模型轉(zhuǎn)換為相互獨(dú)立的兩相直流電進(jìn)行解耦控制。其過程包括三相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成兩相靜止坐標(biāo)系abc，兩相靜止坐標(biāo)系αβ轉(zhuǎn)換成兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系dq，如圖2所示。

圖1　雙PWM型變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of dual PWM converter

圖2　3s/2s與2s/2r變換Fig.2 3s/2s and 2s/2r transform

1.1.2 發(fā)電機(jī)數(shù)學(xué)模型

忽略定子鐵心飽和，不計(jì)渦流損耗與磁滯損耗，轉(zhuǎn)子上沒有阻尼繞組，且空間磁勢及磁通分布為正弦時(shí)，永磁同步發(fā)電機(jī)在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型如式(1)所示：

其中，usd和usq分別為d軸和q軸電壓；isd和isq分別為d軸和q軸電流；Lsd和Lsq分別為定子直軸電感和定子交軸電感；ψf為永磁體勵(lì)磁磁鏈（不考慮溫度影響，為一常數(shù)）；ws為定子電角速度；Rs為定子相電阻。

由式(1)可知，d軸和q軸電流相互耦合，給控制帶來很大難度，因此通常采用前饋解耦方式，加入PI控制器，則上式可做如式(2)所示的變換：1.1.3 基于最佳功率給定的風(fēng)能跟蹤控制原理[6-8]

風(fēng)力發(fā)電機(jī)組把風(fēng)能轉(zhuǎn)換為電能的第一步是通過風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)換為機(jī)械能，其在空氣中捕獲并轉(zhuǎn)換的風(fēng)能功率可用式(3)表示：

式(3)中：ρ為空氣密度；r為風(fēng)力機(jī)葉片的長度；v為風(fēng)速；Cp為風(fēng)力機(jī)的風(fēng)能利用系數(shù)。葉尖速比λ是葉片葉尖線速度v1與風(fēng)速v的比值，其表達(dá)式如式(4)所示：

式(4)中：w為風(fēng)力機(jī)的機(jī)械角速度；R為風(fēng)力機(jī)的葉片半徑。將式(4)代入式(3)可得：

式(5)中：Pmax為最大功率；λm為最佳葉尖速比；Cpmax為最大風(fēng)能利用系數(shù)。

由于風(fēng)電場中的風(fēng)速大多數(shù)情況下都低于額定風(fēng)速，因此這里只針對額定風(fēng)速以下的風(fēng)況進(jìn)行研究。即變槳系統(tǒng)不動(dòng)作，槳距角等于零。

如圖3所示，在不同槳距角的情況下只有唯一的一個(gè)最佳葉尖速比λm和風(fēng)能最大利用系數(shù)Cpmax相互對應(yīng)，因此在槳距角固定的情況下，λm和Cpmax均為定值，即式中k為定值，因此風(fēng)力機(jī)吸收功率的大小僅與葉輪轉(zhuǎn)速相關(guān)。下面以槳距角為0°進(jìn)行分析。

如圖4所示，在不同風(fēng)速的情況下，葉輪捕獲的最大功率僅對應(yīng)一個(gè)最佳轉(zhuǎn)速，因此，在風(fēng)力發(fā)電機(jī)型號確定的情況下，進(jìn)行最大功率追蹤僅取決于葉輪的轉(zhuǎn)速。

因此，機(jī)側(cè)變流器采用基于坐標(biāo)變換的雙閉環(huán)空間矢量控制策略。雙閉環(huán)即轉(zhuǎn)速外環(huán)，實(shí)現(xiàn)最大功率追蹤；內(nèi)電流環(huán)，采用id=0的控制策略，實(shí)現(xiàn)對發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩控制。其控制結(jié)構(gòu)圖如圖5所示：

1.2網(wǎng)側(cè)變流器的控制策略[9]

網(wǎng)側(cè)變換器采用以電網(wǎng)電壓定向的矢量控制，則其dq坐標(biāo)系下得數(shù)學(xué)模型如式(6)所示：

圖3　最佳葉尖速比λ與最大風(fēng)能利用系數(shù)Cp關(guān)系曲線Fig.3 The optimal tip speed ratio lambda and maximumwind energy utilization coefficient Cp curve

圖4　風(fēng)力機(jī)功率與轉(zhuǎn)速對應(yīng)關(guān)系曲線Fig.4 The relationship curve of the power andthe speed of the wind turbine

圖5　轉(zhuǎn)矩控制結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Torque control structure diagram

式(6)中：ugd和ugq分別為網(wǎng)側(cè)變流器輸出端d軸和q軸電壓；igd和igq分別為d軸和q軸電流；Lgd和Lgq分別為直軸和交軸濾波電感；wg為電網(wǎng)電角速度；Rg為電網(wǎng)輸電線等效阻抗；ed和eq分別為電網(wǎng)d軸和q軸電壓。

為使網(wǎng)側(cè)逆變器運(yùn)行在單位功率因數(shù)下，令ed=Es，eq=0；其中，Es為電網(wǎng)電壓幅值。再進(jìn)行解耦控制，為使輸出電流能夠快速跟蹤給定電流，采用電流PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制。PI 調(diào)節(jié)器輸出如式(7)所示：

為了維持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，網(wǎng)側(cè)變流器采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)方式。電壓外環(huán)的輸出作為電流內(nèi)環(huán)有功電流的給定，其控制結(jié)構(gòu)圖如圖6所示：

圖6　電壓外環(huán)輸出作為電流內(nèi)環(huán)有功電流的給定控制結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Voltage outer loop output as a given controlstructure of active current in current loop

2　仿真研究[10]

通過研究機(jī)側(cè)變流器與網(wǎng)側(cè)變流器的控制策略，在Matlab/Simulink下搭建了仿真模型。如圖7所示，其中仿真模型中給定部分條件為永磁同步發(fā)電機(jī)極對數(shù)為20，交直軸電感均為0.003H，定子相電阻為0.002Ω，磁鏈為0.821Wb，轉(zhuǎn)動(dòng)慣量為8kg/m2，直流側(cè)電容為5mF，直流側(cè)額定電壓為350V，網(wǎng)側(cè)線電壓有效值為120V，50Hz，網(wǎng)側(cè)濾波電感為1mH，每相等效電阻為0.5Ω，模擬實(shí)際中當(dāng)直流端電壓高于額定電壓時(shí)才向電網(wǎng)送電，因此給定直流側(cè)電容初始值為350V。

圖7　雙PWM型變流器仿真模型Fig.7 Simulation model of dual PWM converter

在給定轉(zhuǎn)矩T=-20kN*m，給定轉(zhuǎn)速為42rad/s時(shí)，發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速波形如圖8所示，機(jī)側(cè)三相電流如下圖9所示，坐標(biāo)變換后dq軸電流的分量（分別為無功分量和有功分量）如圖10所示，直流母線電壓如圖11所示，并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓波形如圖12所示。

圖8　發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速波形Fig.8 Generator rotor speed waveform

圖9　發(fā)電機(jī)定子三相電流波形Fig.9 Generator stator three phase current waveform

圖10　機(jī)側(cè)dq軸電流波形Fig.10 Machine side DQ axis current waveform

圖11　直流側(cè)直流電壓波形Fig.11 DC voltage waveform

圖12　并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓波形Fig.12 Grid connected current and grid voltage waveform

圖13　0.5S突加負(fù)載時(shí)發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速波形Fig.13 Generator rotational speed waveform with 0.5S process

由上述圖可知，風(fēng)力發(fā)電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)速能夠很快跟蹤給定轉(zhuǎn)速，發(fā)出的電流能夠呈現(xiàn)良好的正弦型，且無功電流d軸分量始終維持在零附近，有功電流q軸分量穩(wěn)定，直流母線電壓維持在350V，逆變器輸出并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓保持同頻反向，實(shí)現(xiàn)單位功率并網(wǎng)。

但是，在實(shí)際應(yīng)用中，由于風(fēng)速的不穩(wěn)定性，當(dāng)風(fēng)速改變時(shí)，導(dǎo)致葉輪與發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子間的轉(zhuǎn)矩發(fā)生變化，又由于最大功率追蹤，導(dǎo)致給定轉(zhuǎn)速變化，下面進(jìn)行當(dāng)風(fēng)速改變時(shí)的研究。

假設(shè)轉(zhuǎn)矩的初始值為-20kN*m，在t=0.5s時(shí)，變?yōu)?25kN*m；給定轉(zhuǎn)速為42rad/s在t=0.5s變?yōu)?6rad/s，此時(shí)機(jī)側(cè)三相電流如圖13所示，機(jī)側(cè)dq軸電流（分別為有功分量、無功分量）如圖14所示，直流母線電壓如圖15所示，電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形如圖16所示。

通過圖17的仿真波形可以看出，在風(fēng)速突然變化時(shí)，風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩能夠快速跟隨新的給定值，機(jī)側(cè)電流和網(wǎng)側(cè)電流能夠快速變化達(dá)到新的穩(wěn)定，且變化前后仍能夠保持良好的正弦型，直流側(cè)電壓始終保持在350V。

圖14　0.5S突加負(fù)載時(shí)發(fā)電機(jī)定子三相電流波形Fig.14 Generator stator three phase currentwaveform with 0.5S process

圖15　0.5S突加負(fù)載時(shí)機(jī)側(cè)dq軸電流波形Fig.15 0.5S突加負(fù)載時(shí)機(jī)側(cè)dq軸電流波形

圖16　0.5S突加負(fù)載時(shí)直流側(cè)電壓波形Fig.16 DC side voltage waveform of 0.5S process

圖17　0.5S突加負(fù)載時(shí)并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓波形Fig.17 Grid connected current and voltage waveform of 0.5S process

3　結(jié)論

通過理論推導(dǎo)風(fēng)力發(fā)電機(jī)組及雙PWM變流器的數(shù)學(xué)模型，進(jìn)而搭建仿真模型進(jìn)行仿真并對波形進(jìn)行分析，論證了矢量控制理論的正確性以及給系統(tǒng)帶來的穩(wěn)定性。

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Simulation of the Converter of the Permanent Magnet Direct-drive Wind Power Generation System

CHEN Li-juan, TANG Yong-qi, LIN Xuan, HU Tao
（School of Electrical and Information Engineering, Hunan Institute of Engineering, Xiangtan 411101, China）

Citation: CHEN Lijuan,TANG Yongqi,LIN Xuan,et al..Sinmulation of the Converter of the Permanent Magnet Direct -drive Wind Power Generation System.[J].The Journal of New Industrialization, 2015, 5(6): 19?26.

Abstract:The principle of MPPT control of the WEGS using optical characteristic curve is explained according to wind turbine output characteristics.The back-back voltage source dual-PWM converter is selected for the study.The mathematical models of permanent magnet synchronous generator and PWM converter have been analyzed and built after referring to the coordinate transformation theory.This has provided a basis for the simulation analysis.It is a study on the control strategies of grid side converter and machine side converter based on the mathematical model of converter control.Feed-forward decoupling scheme is adopted to achieve the active and reactive power decoupling control on grid side converter.This paper obtains a voltage and current double closed-loop controlling method based on grid voltage orientation.To achieve good torque control performance, the zero d-axis current control strategy is used for the machine side converter.The stator current control strategy is obtained based on the rotor flux orientation vector control method and vector control method.This can provide a reference for the selection of parameters.The simulation for the designed system is carried out using Matlab software.Simulation results verify that the method of vector control has good stability and dynamic performance.

Key words:Dual-PWM; Permanent magnet synchronous generator; MPPT; Vector control

作者簡介：陳麗娟(1990-)，女，碩士研究生，主要研究方向?yàn)椋猴L(fēng)電控制技術(shù)；唐勇奇(1964-)，男，湖南新化人，教授，碩士，主要研究方向：電氣控制；林軒(1991-)，男，碩士研究生，主要研究方向：風(fēng)電控制；胡濤（1989-），男，湖北宜昌人，湖南工業(yè)大學(xué)碩士生，主要研究方向：現(xiàn)代電力電子技術(shù)及系統(tǒng)。

*基金項(xiàng)目：國家自然科學(xué)基金（51177040）

本文引用格式：陳麗娟，唐勇奇，林軒，等.永磁直驅(qū)同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)變流器仿真分析[J].新型工業(yè)化，2015，5(6)：19-26 DOI：10.3969/j.issn.2095-6649.2015.06.04