呂偉強(qiáng)，崔國(guó)棟，王 超，楊?lèi)?ài)武，劉鐵軍

(固體激光技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京100015)

1 引言

與單路功率因數(shù)校正技術(shù)相比，雙路交錯(cuò)并聯(lián)有源功率因數(shù)校正技術(shù)，能明顯提高APFC電路的功率等級(jí)和效率。同等功率下，其能降低功率開(kāi)關(guān)器件的電流應(yīng)力，降低功率開(kāi)關(guān)器件的損耗，降低電磁干擾(Electro－Magnetic Interference，EMI)，減小輸入電流紋波和輸出電壓紋波。從而減小交流濾波電感和功率電感等磁性器件的體積，減小輸出直流濾波電容的體積，提高功率因數(shù)校正模塊的功率密度和減輕重量［1－5］。其符合開(kāi)關(guān)電源的大功率、高功率因數(shù)、高功率密度和小型化發(fā)展趨勢(shì)，適用于中大功率應(yīng)用場(chǎng)合。

2 系統(tǒng)組成及工作原理

本設(shè)計(jì)采用電路簡(jiǎn)單，電磁干擾小，電流波形失真小，輸出功率大，可在寬輸入電壓內(nèi)保持高功率因數(shù)的雙Boost并聯(lián)拓?fù)洌?］。設(shè)計(jì)中兩路功率因數(shù)校正電路以180°的相位差交錯(cuò)工作。每一路都采用電流、電壓雙閉環(huán)控制方案，其原理框圖如圖1所示。雙路交錯(cuò)并聯(lián)有源功率因數(shù)校正模塊主要由APFC功率電感、大功率MOSFET(metallic oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)、大功率快恢復(fù)二極管和控制電路構(gòu)成。如圖1所示，D1為單相整流橋，L1、L2為兩個(gè)APFC功率電感，Q1、Q2為大功率MOSFET，V1、V2為大功率快恢復(fù)二極管。其中，L1、Q1和V1構(gòu)成了第一路APFC主電路，L2、Q2和V2構(gòu)成了第二路APFC主電路。每路APFC主電路相應(yīng)的高精度電流運(yùn)放及其相應(yīng)的外圍電路構(gòu)成了電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)路，高精度電壓運(yùn)放及其外圍電路構(gòu)成了電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。相關(guān)的控制芯片及相應(yīng)的模擬、數(shù)字外圍電路構(gòu)成了控制電路部分。

圖1 雙路交錯(cuò)并聯(lián)APFC原理框圖

每路功率因數(shù)校正電路工作原理相似，這里僅介紹第一路的工作原理。輸出電壓取樣與參考電壓Vref經(jīng)電壓誤差放大器及其補(bǔ)償網(wǎng)路得到誤差電壓，其與整流橋輸出電壓的取樣電壓經(jīng)改進(jìn)型乘法器進(jìn)行運(yùn)算，其輸出送到電流誤差放大器的同相端，作為基準(zhǔn)電壓。通過(guò)電流互感器和相關(guān)變換電路得到APFC電感電流取樣，送到電流誤差放大器的反相端，經(jīng)電流誤差放大器及其補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)運(yùn)算后送到PWM(Pulse Width Modulation)比較器的反相端，與PWM比較器同向端的鋸齒波電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波信號(hào)。該P(yáng)WM波信號(hào)送入到RS觸發(fā)器的S端，RS觸發(fā)器的R端接交錯(cuò)同步信號(hào)。這樣RS觸發(fā)器端輸出驅(qū)動(dòng)MOSFET所需的PWM控制信號(hào)。因此，控制信號(hào)是隨著整流橋輸出正弦電壓的瞬時(shí)值周期變化而變化。通過(guò)改變MOSFET開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比，調(diào)節(jié)每個(gè)周期內(nèi)的電流平均值，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

相關(guān)的控制芯片及相應(yīng)的模擬、數(shù)字外圍電路產(chǎn)生所需要的180°交錯(cuò)控制信號(hào)。該180°交錯(cuò)控制信號(hào)來(lái)分別控制第一路APFC電路和第二路APFC電路，從而實(shí)現(xiàn)雙路APFC電路交錯(cuò)并聯(lián)。

3 實(shí)驗(yàn)研究

3．1 設(shè)計(jì)目標(biāo)

輸入電壓:Vin=165～275 V AC單相交流輸入;輸出電壓Vout=390 V DC;輸出電壓紋波:峰峰值小于16V;開(kāi)關(guān)頻率65 kHz;最大輸出功率:PO(MAX)=3500 W;峰值功率因數(shù)大于0．990;峰值效率為96．9%。

3．2 主要電路參數(shù)設(shè)計(jì)［7］

雙路交錯(cuò)并聯(lián)功率因數(shù)校正模塊設(shè)計(jì)涉及交流輸入濾波電路設(shè)計(jì)、功率因數(shù)校正主電感設(shè)計(jì)、大功率MOSFET的計(jì)算選型、大功率二極管的計(jì)算選型、散熱設(shè)計(jì)、輸出濾波電容設(shè)計(jì)、交錯(cuò)控制電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)、交錯(cuò)控制電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)和交錯(cuò)控制程序設(shè)計(jì)等方面。該文主要介紹雙路交錯(cuò)并聯(lián)功率因數(shù)校正電路的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)，包括電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)和電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)。由于每一路的雙閉環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)相似，這里以第一路APFC電路進(jìn)行設(shè)計(jì)計(jì)算。

3．2．1 電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

為使工作穩(wěn)定，輸入失真減小，要對(duì)電壓環(huán)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行補(bǔ)償。本設(shè)計(jì)中采用的電壓環(huán)網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)方法是基于L．H．Dixon所研究的補(bǔ)償方法［8］。

電容CPV用于衰減低頻紋波，確保高功率因數(shù)值和低的輸入電流諧波畸變。電壓誤差放大器用的跨導(dǎo)放大器增益gmV=70μS。

電壓分壓器反饋增益:

輸出阻抗(ZO)需要衰減低頻升壓電容的輸出紋波(VRIPPLE，通過(guò)計(jì)算可知該電路中VRIPPLE≈15．8 V)，使其小于有效電壓誤差放大器輸出幅度(ΔVAO)的3%。通過(guò)反饋電容CPV來(lái)設(shè)置該阻抗。

選擇標(biāo)準(zhǔn)電容值，CPV=150 nF。

電壓環(huán)的跨越頻率:

電壓環(huán)補(bǔ)償電阻RZV在變換器的電壓環(huán)跨越頻率處放置一個(gè)極點(diǎn)。

選擇標(biāo)準(zhǔn)電阻值，RZV=75 kΩ。

電壓環(huán)補(bǔ)償電容CZV用于增加電壓環(huán)的DC增益和相位裕量，在跨越頻率1/10處，加入電壓環(huán)的一個(gè)零點(diǎn)。

選擇標(biāo)準(zhǔn)電容值，CZV=1．5μF。

3．2．2 電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

為使輸入交流電流更好的跟蹤輸入交流電壓，減小交流諧波，要對(duì)電流環(huán)網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償。本設(shè)計(jì)中電流閉環(huán)網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償方法是基于L．H．Dixon所研究的補(bǔ)償方法［8］。

為了準(zhǔn)確地進(jìn)行電流環(huán)補(bǔ)償，要計(jì)算電流環(huán)的功率級(jí)增益GPSC。

電流放大器的跨導(dǎo)電流放大器增益gmC=100μS。

選擇標(biāo)準(zhǔn)電阻值，RZC=4．3 kΩ。

選擇標(biāo)準(zhǔn)電容值，CZC=5600 pF。

3．3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖2給出了該功率因數(shù)校正模塊輸出3200 W時(shí)，交流輸入電流波形(CH4)，垂直方向?yàn)殡娏鳎?0 A/div，水平方向?yàn)闀r(shí)間，10 ms/div。通過(guò)波形可以看出輸入交流電流能很完美地跟蹤輸入交流電壓，并且與輸入交流電壓保持同相位，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

圖2 3200 W負(fù)載時(shí)交流輸入電流波形(CH4)

圖3 給出了690 W負(fù)載時(shí)，交流輸入電流波形(CH3)、交錯(cuò)控制信號(hào)一路波形(CH1)及其展開(kāi)波形(CHA)。波形(CH3)垂直方向?yàn)殡娏鳎?0 A/div，水平方向?yàn)闀r(shí)間，10 ms/div;波形(CH1)垂直方向?yàn)殡妷海?0 V/div，水平方向?yàn)闀r(shí)間，10 ms/div;波形(CHA)垂直方向?yàn)殡妷海?0 V/div，水平方向?yàn)闀r(shí)間，20μs/div。

圖3 690 W負(fù)載時(shí)交流輸入電流波形(CH3)、交錯(cuò)控制信號(hào)的一路波形(CH1)及其展開(kāi)波形(CHA)

圖4 給出了2260 W負(fù)載時(shí)，交流輸入電流波形(CH3)、交錯(cuò)控制信號(hào)一路波形(CH1)及其展開(kāi)波形(CHA)。波形(CH3)垂直方向?yàn)殡娏鳎?0 A/div，水平方向?yàn)闀r(shí)間，10 ms/div;波形(CH1)垂直方向?yàn)殡妷海?0 V/div，水平方向?yàn)闀r(shí)間，10 ms/div;波形(CHA)垂直方向?yàn)殡妷海?0 V/div，水平方向?yàn)闀r(shí)間，20μs/div。

圖4 2260 W負(fù)載時(shí)交流輸入電流波形(CH3)、交錯(cuò)控制信號(hào)的一路波形(CH1)及其展開(kāi)波形(CHA)

圖5 給出了2086 W負(fù)載時(shí)WT1804功率分析儀測(cè)量結(jié)果，功率因數(shù)0．9926。

圖5 2086 W負(fù)載時(shí)WT1804功率分析儀測(cè)量結(jié)果

4 結(jié)論

本文采用雙路交錯(cuò)并聯(lián)有源功率因數(shù)校正技術(shù)，設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了單相雙路交錯(cuò)并聯(lián)功率因數(shù)校正模塊。在165～275 V AC電壓范圍內(nèi)，其輸出電壓穩(wěn)定，輸入交流電流能完美地跟蹤輸入交流電壓，峰值功率因數(shù)達(dá)到0．995，峰值效率達(dá)到96．8%，具有各種保護(hù)功能，工作可靠，成本較低，已成功用于多種中大功率激光器供電系統(tǒng)。

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