王 輝，楊 戈，張華林，王 琦，李樹良

(1. 南京電子技術(shù)研究所， 南京 210039； 2. 解放軍95899部隊， 北京 100085)

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·天饋伺系統(tǒng)·

X波段寬帶慢波延遲線設(shè)計

王 輝1，楊 戈2，張華林1，王 琦1，李樹良1

(1. 南京電子技術(shù)研究所， 南京 210039； 2. 解放軍95899部隊， 北京 100085)

提出了一種工作在X波段的寬帶慢波延遲線設(shè)計方法，介紹了慢波延遲線的基本概念，利用電磁仿真軟件優(yōu)化枝節(jié)的長度、間距、線寬及彎角的布局，實現(xiàn)小型化結(jié)構(gòu)，提高寬帶性能。仿真分析和實驗結(jié)果表明：對比傳統(tǒng)走線形式，最終獲得蛇形慢波延遲線的延時效率達到200%，端口反射系數(shù) <-25 dB，帶內(nèi)相位線性度<8°。

蛇形線；慢波；延遲線；延時效率

0 引 言

寬帶相控陣天線中，為改善天線的頻率響應(yīng)以獲得較好的波束指向特性，需要在天線射頻鏈路中接入可調(diào)實時延時器(TDU) 來補償天線掃描孔徑效應(yīng)[1]，以消除不同工作頻率引起的相位差。該類微波無源二端口器件稱為延遲線。延遲線廣泛應(yīng)用在衛(wèi)星通信、雷達系統(tǒng)、電子對抗系統(tǒng)和相控天線陣列等。

慢波延遲線是在諸如微帶線之類的微波傳輸線中周期性加載完全相同的“障礙物”(電抗元件)所形成的周期結(jié)構(gòu)，具有相速度遠小于光速的慢波特性[2]。蛇形慢波延遲線(MDL)具有陡峭的相位隨頻率變化曲線，而且相比其他延遲線結(jié)構(gòu)，慢波延遲線的尺寸更小，廣泛應(yīng)用于大位延遲組件中。

目前國內(nèi)外對于蛇形線在延遲線應(yīng)用的研究相對甚少。文獻[3]著重對蛇形線結(jié)構(gòu)的討論，且仿真頻段在1 GHz，帶寬尚待提高；文獻[4]對蛇形線設(shè)計加入開環(huán)諧振器，在0 GHz～10 GHz頻段提高了駐波性能，但尚未提及相位非線性指標(biāo)?；谀壳把芯繝顩r，本文提出在X波段內(nèi)工作的蛇形慢波延遲線，分析相位非線性及延遲效率等指標(biāo),通過優(yōu)化模型參數(shù)，得到的仿真結(jié)果良好，在雷達成像和衛(wèi)星通信領(lǐng)域具有一定應(yīng)用前景。

1 原理分析

1.1 慢波原理

慢波系統(tǒng)可以分為兩類：一類是均勻慢波系統(tǒng)，它的幾何特性與介質(zhì)參量沿傳輸線是不變的；另一類是不均勻系統(tǒng)，其幾何特性或介質(zhì)參量沿波的傳播方向是周期性變化的[5]。

在蛇形慢波系統(tǒng)中，電磁波傳輸滿足Floquest定理。它表述為在某一給定頻率下，對一確定的傳輸模式，沿周期系統(tǒng)傳輸?shù)牟ㄔ谌我唤孛嫔系膱龇植己碗x該截面一個周期遠處的場分布僅相差一個復(fù)常數(shù)因子。每一個傳輸模式的場都可看成是無窮多個空間諧波場的迭加，即除了基模之外，還會出現(xiàn)傳輸型高次模?？臻g諧波波長、相速的計算公式為

(1)

(2)

式中：λg和vt分別為基波的相波長和相速度；n為第n

次諧波，d為周期距離。

標(biāo)號n不同的各次空間諧波的相波長和相速度各不相同。對于基波(n=0的空間諧波)，相速vt0是與周期結(jié)構(gòu)對應(yīng)的均勻傳輸線的相速vt，一般有vt≥c(c為真空中的光速)。由式(1)、式(2)可知，隨著n的增加高次空間諧波的相速將減小，顯然周期性傳輸結(jié)構(gòu)中，當(dāng)n增加到某個值以后，就會出現(xiàn)vtn

1.2 蛇形慢波延遲線原理

一個無限長的使用電抗性元件周期性加載的 傳輸線或波導(dǎo)稱為周期結(jié)構(gòu)，周期結(jié)構(gòu)能制成與傳輸線性質(zhì)有關(guān)的各種形式。通常，加載元件在傳輸線上會引起不連續(xù)性，但在微波頻率范圍，它們都可以模擬為跨接在傳輸線上的集總電抗。

采用帶狀形式的周期性加載蛇形走線組成的蛇形傳輸線來增加傳輸線單元電容，實現(xiàn)慢波結(jié)構(gòu)。走線結(jié)構(gòu)如圖1所示。蛇形慢波延遲線是由周期性加載多個枝節(jié)和彎角構(gòu)成。其中，枝節(jié)間隙S；枝節(jié)長度H1；枝節(jié)走線寬度W1。

圖1 蛇形結(jié)構(gòu)示意圖

根據(jù)傳輸線的集總參數(shù)等效原則，單枝節(jié)的等效電路為串聯(lián)電感Ls和并聯(lián)電容Cp；多枝節(jié)周期加載的等效電路為單枝節(jié)等效電路通過串聯(lián)電容Cs串接組成。

特性阻抗計算公式[7]為

(3)

(4)

式中：L為N個周期加載的Ls串聯(lián)；C為N個周期的Cp和Cs的并聯(lián)。而由傳輸線的集總參數(shù)等效原則，蛇形枝節(jié)的線寬和枝節(jié)長度以及線間距對L和C都有影響。為獲得較大的相位常數(shù)，可以調(diào)節(jié)枝節(jié)長度、間距以及線寬，獲得最大的延時效率。

2 蛇形慢波延遲線的設(shè)計和仿真

傳統(tǒng)的帶狀線和微帶線相比，帶狀線傳播的是TEM波，微帶線傳播的是準(zhǔn)TEM波。帶狀線相對于微帶線形式具有損耗小的特點[8]。因此，本文采用帶狀線形式，介質(zhì)基板為Arlon-CLTE，介電常數(shù)ε為2.94，介質(zhì)厚度H為0.508 mm，中間加有25N半固化片(介電常數(shù)為3.38)。蛇形線枝節(jié)的線寬設(shè)為W1；枝節(jié)長度為H1；枝節(jié)間距S。模型建立如圖2所示。

圖2 蛇形線仿真模型

在X波段內(nèi)，蛇形慢波延遲線主要優(yōu)化的指標(biāo)是端口反射系數(shù)S11、相位線性度以及延時效率η。延時效率定義為相同電長度走線內(nèi)，信號的相位變化量，也可以反映為群延時量。

2.1 枝節(jié)線寬及彎角的仿真

仿真優(yōu)化時：

首先，優(yōu)化線寬W1，保持長度H1和線間距S不變，觀察端口反射系數(shù)S11、群延時以及帶內(nèi)插損隨不同線寬W1變化，如圖3所示。當(dāng)枝節(jié)線寬W1由0.2 mm變化到0.8 mm時，端口反射系數(shù)越來越小且達到S11<-20 dB。插入損耗隨著W1增大也在0.6 mm附近取得最優(yōu)值，帶內(nèi)起伏小于0.3 dB，且?guī)?nèi)插損S21<-0.4 dB；而群延時隨著W1增大呈遞減趨勢。

圖3 不同掃描線寬W1對端口反射系數(shù)S11和

然后，在蛇形走線的彎角處，分別對45°直線切角、90°直角以及半徑等于線寬的圓角形式進行仿真計算，如圖4、圖5所示。得到結(jié)果為45°直線切角形式獲得最好駐波性能，且彎角形式對群延時影響不大。故蛇形線轉(zhuǎn)彎采用45°切角形式設(shè)計。

圖4 蛇形線不同彎角結(jié)構(gòu)(直角、切角、圓角)

圖5 彎角形式對端口反射系數(shù)S11影響

2.2 線間互耦仿真

蛇形線特殊的結(jié)構(gòu)帶來的線間耦合效應(yīng)需要進一步進行仿真分析。耦合引起的慢波傳輸效果對蛇形延遲線延時效率、駐波以及相位起伏均有影響。顯然，蛇形線枝節(jié)長度及間距是影響線間互耦的主要因素,相位起伏及駐波是線間耦合的主要考察指標(biāo)。下面分別對枝節(jié)長度及間距進行優(yōu)化分析。

掃描枝節(jié)間距S，變化范圍為0.2 mm～0.7 mm，觀察端口反射系數(shù)和相位起伏指標(biāo)，如圖6所示。

圖6 枝節(jié)間距S對帶內(nèi)相位起伏和端口反射系數(shù)的影響

由上述結(jié)果可以看出，間距S由0.2 mm增大至0.7 mm過程中，帶內(nèi)相位起伏由16°減小至5°。而端口反射系數(shù)則由-18 dB減小至-27 dB。因此可以得出結(jié)論：間距S在一定范圍內(nèi)越大，線間耦合效應(yīng)越小。

掃描枝節(jié)長度，觀察端口反射系數(shù)和相位起伏指標(biāo)，如圖7所示。

顯然，枝節(jié)長度H1由1.7 mm增大至2.3 mm過程中，相位起伏由2.5°增大至8°，而端口反射系數(shù)則無明顯變化。因此，枝節(jié)長度H1對相位線起伏影響較大，對駐波性能無明顯影響。

圖7 枝節(jié)長度H1對帶內(nèi)相位起伏和端口反射系數(shù)的影響

3 對比和分析

綜合上述的仿真結(jié)果，設(shè)計最終的蛇形延遲線參數(shù)，得到枝節(jié)寬度W1=0.6 mm，枝節(jié)長度H1=1.7 mm，枝節(jié)間距S=0.4 mm，延遲線總長度L=22 mm。介質(zhì)為Arlon-CLTE，厚度為0.508 mm，制版面積為20 mm×15 mm。為對比蛇形線性能，同時，設(shè)計了同等面積下，布局普通帶狀線(TL)以及周期加載帶狀線(PSL)。同等面積下，普通走線只能轉(zhuǎn)彎一次，結(jié)構(gòu)如圖8所示。(考慮實物測試方便，實物設(shè)計的TL及PSL走線為直線，計算延時效率時乘以2)。

圖8 同等面積內(nèi)TL、MDL、PSL結(jié)構(gòu)

在X波段，分別對TL， MDL以及PSL進行仿真，對比結(jié)果如圖9～圖11所示。通帶內(nèi)，端口反射系數(shù)性能良好，均小于-20 dB。在中心頻率處，蛇形線的群延時約為0.55ns，而PSL約為0.16ns，TL約為0.14 ns。同等面積下，蛇形線延時效率約是普通傳輸線的2倍。而在帶內(nèi)相位線性度指標(biāo)上，蛇形線在X波段帶內(nèi)相位起伏2.5°，在工程上具有較強實用價值。

圖9 延時量變化對比圖

圖10 帶內(nèi)相位線性度對比圖

圖11 端口反射系數(shù)S11對比圖

4 實物及測試結(jié)果

使用Agilent E5238A 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對蛇形慢波延遲線實物進行實測，如圖12～圖15分別給出了實物圖和實測值與仿真值對比圖。由圖可知，群延時實測結(jié)果比仿真理論值偏大，分析原因為實測加入射頻連接器以及加工誤差導(dǎo)致實際走線稍大于仿真值。而蛇形線實測的相位線性度在X波段帶內(nèi)起伏約為8°，與仿真結(jié)果偏差較大。分析原因為制版材料介電常數(shù)的不均勻以及工藝水平的限制導(dǎo)致相位起伏偏離仿真值；端口反射系數(shù)比仿真結(jié)果稍差，約為-20 dB，分析原因為實物測試時焊接處焊錫不均勻引起的阻抗不匹配以及射頻連接器轉(zhuǎn)換帶來的信號反射。

圖12 MDL、PSL和TL實物圖

圖13 群延時仿真與實測對比圖

圖14 相位線性度仿真與實測對比圖

5 結(jié)束語

在X波段設(shè)計并實現(xiàn)了蛇形慢波延遲線，優(yōu)化蛇形結(jié)構(gòu)參數(shù)，分析線間耦合對性能的影響。最終得到2倍于傳統(tǒng)傳輸線的延時效率，同時保證較小的帶內(nèi)損耗和端口駐波。實物測試結(jié)果顯示，X波段帶內(nèi)相位起伏比仿真值偏大，約為8°。因此，寬帶內(nèi)蛇形線相位起伏問題仍需進一步研究，通過改進參數(shù)設(shè)計及工藝水平，優(yōu)化相位線性度指標(biāo)以更好適應(yīng)工程應(yīng)用。

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王 輝 男，1992年生，碩士。研究方向為微波電路，延遲線設(shè)計。

Design of X-band Broadband Slow-wave Delay Line

WANG Hui1，YANG Ge2，ZHANG Hualin1，WANG Qi1， LI Shuliang1

(1. Nanjing Research Institute of Electronics Technology, Nanjing 210039, China) (2. The Unit 95899 of PLA, Beijing 100085, China)

A design of broadband slow-wave delay line performed in X-band is presented. Basic concepts of the slow-wave delay line are introduced. The layout of the branch length, branch spacing distance, branch width and bend shape are optimized by using electromagnetic simulate software. Miniaturization structure is realized and broadband performance is enhanced. Simulation and experimentation prove that meander line can achieve high delay efficiency up to 200%, low port reflect coefficient less than -25 dB and phase linearity in band less than 8°, in contrast to conventional trace forms.

meander line；slow wave；delay line；delay efficiency

10.16592/ j.cnki.1004-7859.2015.10.014

總裝備部預(yù)研課題資助項目(51321030302)

王輝 Email：shyjn003@163.com

2015-06-05

2015-09-22

TN812

A

1004-7859(2015)10-0056-04