史永勝， 高丹陽， 李曉明， 胡　雙

(1.陜西科技大學(xué) 理學(xué)院， 陜西 西安　710021； 2.陜西科技大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院， 陜西 西安　710021)

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數(shù)字控制諧振變換器高輕載效率的研究

史永勝1， 高丹陽2， 李曉明2， 胡雙2

(1.陜西科技大學(xué) 理學(xué)院， 陜西 西安710021； 2.陜西科技大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院， 陜西 西安710021)

摘要：針對(duì)傳統(tǒng)模擬電源在輕載時(shí)損耗較大、效率較低的缺陷，提出了一種基于DSP的PI控制的數(shù)字電源設(shè)計(jì)方法.通過對(duì)諧振變換器工作原理、Burst模式工作原理和增益特性曲線等的分析，設(shè)置了最佳死區(qū)時(shí)間，提出了數(shù)字控制的Burst模式控制策略，可有效改變輕載模式下的開關(guān)頻率，從而使得諧振變換器在輕載時(shí)也能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，并減少了變換器關(guān)斷和傳輸損耗.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：設(shè)置合理死區(qū)時(shí)間的變換器在小于5%額定負(fù)載時(shí)，其效率能達(dá)到87%以上；在5%~20%額定負(fù)載時(shí)，能夠保持93%及以上的效率.Burst控制策略下諧振變換器的有效性和可行性通過仿真和樣機(jī)實(shí)驗(yàn)得到了驗(yàn)證.

關(guān)鍵詞：LLC半橋諧振變換器； 輕載效率； 死區(qū)時(shí)間； 數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)

0引言

近年來,隨著云計(jì)算和大數(shù)據(jù)時(shí)代的到來，服務(wù)器電源和個(gè)人計(jì)算機(jī)電源需要更高的可靠性和穩(wěn)定性[1,2].傳統(tǒng)的模擬電源在滿載時(shí)都能高效工作，而在輕載時(shí)卻效率較低很難保證最佳工作狀態(tài)[3,4].針對(duì)這一情況，數(shù)字控制電源被廣泛應(yīng)用，其集成度已達(dá)到很高水平[5]，而且其系統(tǒng)的復(fù)雜性并不隨功能的增加而增加，外圍器件很少；同時(shí)，數(shù)字電源還具有高靈活性、在線可編程能力以及更易于實(shí)現(xiàn)非線性控制能力[6].因此，其輕載效率較模擬電源有了很大改善和提高.

許多具備軟開關(guān)能力的直流變換器拓?fù)浔粦?yīng)用到數(shù)字電源的研究中，以減少開關(guān)和傳輸損耗、降低電磁干擾，從而提高功率器件的轉(zhuǎn)換效率.LLC諧振變換器因其具有自然軟開關(guān)特性，被作為數(shù)字電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了分析與設(shè)計(jì).

文獻(xiàn)[7，8]提出的LLC諧振變換器PWM控制策略，是對(duì)占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)，沒有特別針對(duì)輕載模式控制，因而不能有效改善輕載模式下變換器的工作頻率和效率；文獻(xiàn)[9,10]提出的變換器的PFM控制，盡管能夠改變變換器的頻率，但并沒有對(duì)其輕載模式狀態(tài)進(jìn)行研究，沒有實(shí)現(xiàn)真正意義上的高輕載效率.

本文研究的數(shù)字控制諧振變換器如圖1所示.首先分析了諧振變換器在數(shù)字控制下的工作原理和增益特性，然后根據(jù)數(shù)字控制時(shí)能量傳輸隨開關(guān)頻率變化的特性，提出了一種基于DSP控制的Burst模式控制策略；并在Burst模式期間設(shè)置合適的死區(qū)時(shí)間，即輕載時(shí)采用Burst模式數(shù)字控制策略控制開關(guān)管的占空比.在兩個(gè)開關(guān)管交替導(dǎo)通期間設(shè)置合適的死區(qū)時(shí)間，可使開關(guān)頻率逐漸減小、開關(guān)周期次數(shù)減少、開關(guān)損耗減小，從而在輕載時(shí)得到較高效率.最后，通過一臺(tái)300 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了所提控制方法的正確性和有效性[11,12].

1LLC諧振變換器的工作原理

1.1　變換器重載及輕載時(shí)的工作原理

圖1是本文設(shè)計(jì)的基于TMS320F2812的高輕載效率數(shù)字DC/DC變換器的硬件結(jié)構(gòu)圖.由圖1可知，Q1、Q2是兩個(gè)主功率開關(guān)管，D3、D4是整流二級(jí)管，Lr是諧振電感，Cr是諧振電容，Lm是勵(lì)磁電感，T1是主變壓器，C1、C2分別為Q1、Q2的寄生電容，D1、D2分別為Q1、Q2的寄生二極管.

圖1　數(shù)字LLC諧振DC/DC變換器的硬件結(jié)構(gòu)圖

(1)

(2)

當(dāng)諧振變換器工作在fr1

當(dāng)變換器諧振工作時(shí),Lr、Cr和Lm形成諧振腔，為Q1、Q2的開通關(guān)斷制造ZVS條件，ZVS的開通時(shí)間Td要大于兩開關(guān)管之間的死區(qū)時(shí)間Tdead，ZVS的實(shí)現(xiàn)和合理的死區(qū)時(shí)間有效地減少了主功率開關(guān)管的開斷損耗，從而提高了變換器的轉(zhuǎn)換效率.

通過控制半橋LLC諧振電路中Q1、Q2的占空比可控制能量傳輸、調(diào)節(jié)電壓輸出.當(dāng)諧振變換器帶重載(20%~100%額定負(fù)載)時(shí)，由圖2可知,iLr和iLm之間能量之差較大，此能量將通過T1向副邊傳輸；當(dāng)諧振變換器帶輕載(20%額定負(fù)載下)時(shí)，由圖2可知,iLr和iLm之間的能量之差相比于帶重載時(shí)較小，故向副邊傳輸?shù)哪芰孔兩賉13,14].

圖2　重載和輕載情況下開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)以及主要工作電流波形

1.2　采用Burst模式控制原理

圖3是Burst模式的工作原理圖.當(dāng)檢測到輸出電流在額定電流的20%以下時(shí)，主程序進(jìn)入Burst模式，并且變換器進(jìn)入間歇式工作，一些開關(guān)周期是在近似固定頻率下工作，且由一些無效的周期間隔開，兩個(gè)MOSFET功率開關(guān)管在Toff時(shí)都處在關(guān)閉狀態(tài)，隨著負(fù)載進(jìn)一步減小，會(huì)進(jìn)入更長的無效周期，以減小平均開關(guān)頻率.

由圖4可知，Q1和Q2呈180 °互補(bǔ)導(dǎo)通，死區(qū)時(shí)間處于Q1關(guān)斷和Q2開通期間，Tdead

圖3　Burst模式下的工作電壓波形

圖4　合理死區(qū)時(shí)間的設(shè)定

2LLC諧振變換器的特性分析

影響直流增益的參數(shù)有比例系數(shù)K、串聯(lián)諧振品質(zhì)因數(shù)Q、變壓器匝比n等[12].各參數(shù)之間相互影響，所以在分析電路特性時(shí),先固定一個(gè)參數(shù)，再改變其它幾個(gè)參數(shù).

首先,分析K對(duì)變換器的影響.固定Q和n，在圖5中，令Q=0.2、n=31、fn=f/fr1.由圖5可知,隨著K的增大，電路的最大增益是減小的，如果一直增大K值，輸出電壓將不穩(wěn)定、工作頻率范圍將變大，這對(duì)磁性元件有損害;如果減小K的取值，Lm將減小，從而損耗勵(lì)磁電感.綜上可知，K的取值應(yīng)合理選取.根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，一般選擇K的值為2.5~6.

其次，分析Q對(duì)變換器的影響.在圖6中，令K=0.5、n=31.由圖6可知,隨著Q值的增大，最大增益減小.變壓器空載增益達(dá)到最大，此時(shí)需增加開關(guān)頻率;變壓器滿載時(shí)增益最小，此時(shí)需減小開關(guān)頻率.根據(jù)上文可知,當(dāng)開關(guān)頻率fr1

圖5　K對(duì)變換器的影響

圖6　Q對(duì)變換器的影響

3LLC諧振變換器Burst模式系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

3.1　硬件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)如圖1所示.通過采樣電路以及AD轉(zhuǎn)換器將三路信號(hào)(變壓器初級(jí)側(cè)電流Ip、輸出電流Io以及輸出電壓Uo)采樣并送入DSP2812.其中,DSP內(nèi)部的INA1、INA2、INA3端口分別對(duì)Ip、Uo和Io采樣.系統(tǒng)采用電壓電流雙閉環(huán)控制，輸出PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào).DSP內(nèi)部的PWM1、PWM2端口輸出死區(qū)固定、占空比大小固定等驅(qū)動(dòng)信號(hào)，通過驅(qū)動(dòng)電路來驅(qū)動(dòng)主功率開關(guān)管Q1、Q2.

本文所設(shè)計(jì)變換器的系統(tǒng)參數(shù)如下：諧振電感Lr=40μH;諧振電容Cr=33 nF;勵(lì)磁電感Lm=285μH;變壓器變比n=50∶7;開關(guān)頻率fs=100 KHz;諧振頻率fr=85 KHz;死區(qū)時(shí)間Tdead=340 ns、350 ns、 370 ns、 400 ns，設(shè)置多個(gè)死區(qū)時(shí)間的目的是找出最佳死區(qū)時(shí)間，以提高變換器的傳輸效率.

3.2　雙閉環(huán)控制設(shè)計(jì)

本文的DC/DC諧振變換器采用峰值電流控制，如圖7所示.即雙環(huán)控制，其中電壓為外環(huán)，電流為內(nèi)環(huán).輸出電壓U0與電壓基準(zhǔn)值Uref比較產(chǎn)生誤差電壓Uerr，經(jīng)過調(diào)節(jié)器GV形成電壓外環(huán)控制;變壓器初級(jí)側(cè)電流Ip與基準(zhǔn)值電流Iref比較形成誤差電流Ierr，經(jīng)過調(diào)節(jié)器GC形成電流內(nèi)環(huán)控制，電流內(nèi)環(huán)輸出為有效占空比，根據(jù)占空比信號(hào)產(chǎn)生PWM信號(hào)[15].

圖7　雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖

DSP的數(shù)據(jù)都是通過采樣得到，因此，要想在計(jì)算機(jī)中實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的模擬PI控制，就必須對(duì)模擬PI控制器做離散化處理，變成數(shù)字控制器.在本文中，采取增量式PI，此法相比于位置式PI，可以消除控制器的積分飽和，容易達(dá)到較好的控制效果；而且此算法所用的執(zhí)行器具有保持功能，執(zhí)行器能夠保持在原位，即使計(jì)算器發(fā)生故障也不會(huì)受到影響.

增量式PI算法，即數(shù)字控制器輸出的是相鄰兩次采樣時(shí)刻所計(jì)算的位置值之差.

u(k)=u(k-1)+Δu(k)

(3)

Δu(k)=kp[e(k)-e(k-1)]+kie(k)

(4)

由圖8可知，系統(tǒng)的開環(huán)和閉環(huán)傳遞函數(shù)，通過仿真軟件分析系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能，確定比例積分系數(shù).在此分別取k=0、ki=5;k=10、ki=5;k=20、ki=5等值，以求取系統(tǒng)的特征根.當(dāng)k=10、ki=5時(shí)，系統(tǒng)的超調(diào)量減少，系統(tǒng)反應(yīng)速度較靈敏，PI控制器對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性、暫態(tài)性等的影響減少.

圖8　PI控制器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

增量式控制算法有效地減小了累計(jì)誤差.通過此種算法控制PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，以完成對(duì)控制器的控制，需要先設(shè)置控制參數(shù)Kp、Ki以及偏差初值，再根據(jù)采樣值計(jì)算當(dāng)前偏差值e(k)，然后計(jì)算增量Δ(u)(k)，利用這個(gè)增量調(diào)用占空比子程序計(jì)算電流環(huán)，最終把偏差量轉(zhuǎn)化為占空比信息量.

本文根據(jù)變換器系統(tǒng)的硬件條件將采樣頻率調(diào)到極限值，提高了系統(tǒng)尤其是在輕載時(shí)的控制性能;運(yùn)用極點(diǎn)配置方法整定PI的比例、積分系數(shù);并通過Saber仿真修訂參數(shù)，使得變換器在輕載時(shí)達(dá)到良好的控制效果.由Saber仿真得到:整定參數(shù)Kp=2.03、Ki=23 075.

3.3　軟件設(shè)計(jì)

本文分別對(duì)主程序、中斷程序和PI算法程序進(jìn)行了設(shè)計(jì)，整個(gè)程序運(yùn)行良好，基本達(dá)到預(yù)期設(shè)計(jì)要求.如圖9所示，主程序中首先進(jìn)行系統(tǒng)配置及初始化，然后初始化ADC、PWM及PI控制模塊參數(shù)，并且在等待中斷的時(shí)間內(nèi)采集輸出電壓，如果發(fā)生ADC中斷則進(jìn)入相應(yīng)的流程[16,17].實(shí)際編寫程序時(shí)采用改進(jìn)型PI算法，設(shè)置好比例積分增益，計(jì)算輸出電壓偏差ΔU(k),更新PI運(yùn)算變量，程序設(shè)計(jì)中CPU時(shí)鐘頻率設(shè)為50 MHz,ADC模塊每10 ms采樣一次.

(a)主程序流程圖(b)中斷服務(wù)流程圖(c)PI控制流程圖圖9　程序流程圖

4實(shí)驗(yàn)與分析

為了驗(yàn)證本文設(shè)計(jì)的合理性，首先利用參數(shù)對(duì)電路進(jìn)行仿真，仿真實(shí)驗(yàn)以Saber為平臺(tái)，對(duì)半橋諧振電路輕載和空載情況進(jìn)行了研究分析.主要實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)計(jì)如下：諧振電感Lr=40μH，諧振電容Cr=33 nF，勵(lì)磁電感Lm=285μH,變壓器變比n=50∶7，開關(guān)頻率fs=100 KHz，諧振頻率fr=85 KHz，最佳死區(qū)時(shí)間Tdead=340 ns、350 ns、370 ns、400 ns.

空載是諧振半橋電路工作時(shí)比輕載更惡劣的一種情況，在此狀態(tài)下，由圖10波形可知,此諧振變換器能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，并且在空載時(shí)iLr和iLm之差較穩(wěn)定，原邊能向副邊穩(wěn)定傳輸能量，并且輸出電壓基本達(dá)到24 V.這說明參數(shù)設(shè)計(jì)較合理，能夠?qū)崿F(xiàn)諧振，實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，仿真電路工作正常.

圖10　空載半橋諧振電路波形

本文為了驗(yàn)證輕載情況下LLC諧振變換器能夠穩(wěn)定工作并且具有較高的效率，設(shè)計(jì)了一款額定功率為300 W左右的試驗(yàn)樣機(jī).

圖11為Q2零電壓開通時(shí)各極間電壓波形.由圖11波形可知,此半橋諧振變換器能夠在死區(qū)時(shí)間為340 ns的空載情況下，實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的ZVS.ZVS有效地減小了開通關(guān)斷時(shí)的損耗，有助于變換器效率的提高.

圖11　Q2柵源極間零電壓開通

圖12為輕載情況下Burst模式控制的效率對(duì)比.當(dāng)所設(shè)計(jì)變換器在系統(tǒng)固有死區(qū)時(shí)間(200 ns)下運(yùn)行時(shí),最低效率為75%、最高效率為94%；當(dāng)變換器工作在合理死區(qū)時(shí)間(340 ns)時(shí)，最低效率為86%、最高效率達(dá)到96%.

合理的死區(qū)時(shí)間設(shè)置能夠有效減少傳輸損耗，提高輕載效率.合理死區(qū)時(shí)間下的效率要比固定死區(qū)時(shí)間下的效率平均高出最少1%~2%的裕度.原因在于數(shù)字控制的LLC諧振變換器在輕載時(shí)也能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)技術(shù)，減少了開斷損耗，而且合理的死區(qū)時(shí)間將會(huì)減少諧振電流的振蕩，從而減少了傳輸損耗.

圖12　不同死區(qū)時(shí)間輕載效率對(duì)比

5結(jié)論

本文對(duì)諧振變換器輕載效率進(jìn)行了研究，提出了一種基于DSP的PI數(shù)字控制方法.此方法要求變換器在輕載工作情況下能夠設(shè)置合理的死區(qū)時(shí)間、能夠有效改變開關(guān)管的占空比，使開關(guān)頻率逐漸減小、開關(guān)周期次數(shù)減少、開關(guān)損耗和傳輸損耗減小，從而在輕載時(shí)得到較高效率.

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，輕載情況下該Burst模式控制下的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單易控，大大降低了開斷損耗，能夠較好地實(shí)現(xiàn)零電壓開通和零電流關(guān)斷.系統(tǒng)不僅高效還具有很好的穩(wěn)定性，所以該控制模式下的拓?fù)渚哂泄?jié)能高效的優(yōu)點(diǎn)，可被廣泛應(yīng)用在機(jī)站電源和特種電源中，應(yīng)用前景十分廣闊.

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Research of resonant converter based on digital control

with high light load efficiency

SHI Yong-sheng1, GAO Dan-yang2, LI Xiao-ming2, HU Shuang2

(1.College of Science, Shaanxi University of Science & Technology, Xi′an 710021, China; 2.College of Electrical and Information Engineering, Shaanxi University of Science & Technology, Xi′an 710021, China)

Abstract:To solve the disadvantages of traditional anlog power supply loss and less efficient，the scheme of digital PI control based on the DSP is proposed.A new Burst-mode control strategy based on digital control is proposed and adjustable dead time is settled by the principle of LLC resonant converter and Burst-mode and the analysis of gain curves,which can improve the switching frequency at light load condition,ZVS can be achieved,meanwhile,the converter switching and transmission loss is reduced,and the light load efficiency is improved.The resuls show that set the reasonable dead time under 5% load condition,the efficiency reaches 87 percent,and in 5%~20% load condition,the efficiency is higher than 93 percent.The performance of Burst-mode control scheme of LLC converter is verified by simulation and experimental results.

Key words:LLC half-bridge resonant converter; light load efficiency; dead time; DSP

作者簡介:史永勝(1964-)，男，陜西西安人，教授，博士，研究方向:特種電源和先進(jìn)光電器件

基金項(xiàng)目：陜西省教育廳專項(xiàng)科研計(jì)劃項(xiàng)目(12JK0494)； 陜西科技大學(xué)博士科研啟動(dòng)基金項(xiàng)目(BJ08-07)

*收稿日期:2015-07-07

中圖分類號(hào)：TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

*文章編號(hào)：1000-5811(2015)06-0152-06