陳長興，蔣 金，凌云飛，華偉民，陳 強，任曉岳

(空軍工程大學理學院，西安710051)

0 引言

文獻［1－2］中指出ITU分配給我國臨近空間有三個可采用的頻段:1885 MHz～2170 MHz的S頻段，27．5 GHz～31．3 GHz的Ka頻段，47．2 GHz～48．2 GHz的V頻段。而飛行器在臨近空間超高聲速飛行過程中產生等離子鞘套包覆飛行器表面，引起信號的衰減和相位失真等問題，會對通信造成干擾［3－6］。文獻［7］經過分析總結出Ka頻段是臨近空間飛行器超視距測控的首選頻段，同時指出提高飛行器的通信頻率，有助于解決飛行器在高超聲速飛行產生的等離子鞘套通信黑障的問題。而微帶天線剖面薄，體積小，重量輕，可制成與導彈，衛(wèi)星等載體表面共形的結構，且口徑耦合微帶天線較其他微帶天線便于制作，易實現阻抗匹配，且易獲取較寬的頻帶特性而受到廣泛關注及應用［8－10］。而傳統(tǒng)的單層微帶貼片天線帶寬相對較窄，在設計中常采用口徑耦合微帶天線來獲取寬頻帶特性［11］。

文獻［12］設計了一個小的環(huán)狀貼片組成的一個整體圓形輻射波導，通過縫隙耦合饋電的方式實現了頻點在20G/30G的雙頻工作。文獻［13］通過在天線陣單元采用凹槽加載中心饋電結構，并調節(jié)饋電線的長度，獲得了兩個零點，從而使微帶天線實現雙頻工作。然后組成4×4天線陣，得到雙頻天線陣工作在32．5 GHz和35．7 GHz兩個頻點，天線陣的增益16．25 dB，輻射效率達到82%。文獻［14］利用CMOS和IPD的現代切削組裝技術實現了在微波頻段V/E雙頻工作天線設計，且實現了V頻段－10 dB帶寬達到6．1%，V頻段－10 dB帶寬達到5．8%。文獻［15］設計了一種新的頻率可重構天線，該天線由準Sierpinski分形偶極子和一個雙頻高阻抗表面組成，通過改變兩個開關的狀態(tài)使天線工作于X、Ku和Ka三個頻段。文獻［16］在頻選表面L波段貼片陣列天線上設計了一個Ka波段反射陣列天線，該天線工作于L和Ka波段且通過一個同軸雙環(huán)頻選面單元背饋于同軸雙分離環(huán)單元。此反射陣使天線在L波段輻射性能產生一定影響，最大增益僅達到11．8 dBi。但在Ka波段表現良好，在頻點20 GHz處增益達到36．4 dBi，帶寬達到57%;頻點29．8 GHz處增益達到38．5 dBi，帶寬達到48%。

本文設計了一種在Ka和V雙頻段工作的口徑耦合微帶天線，在中間地板的矩形縫隙中間開一個圓孔，通過調節(jié)圓孔的大小來控制雙頻的工作點，并通過組成1×4的天線陣列，實現了在Ka/V雙頻段工作。

1 天線的單元結構

本文設計的雙頻口徑耦合天線模型如圖1所示，輻射貼片位于單元上層介質板的頂部，饋線位于單元下層介質板的底部。為得到最大耦合和對稱的方向圖，把耦合口徑放在貼片中心正下方，且要求口徑耦合微帶天線的口徑尺寸遠遠小于貼片的尺寸。根據耦合理論可知，口徑耦合微帶天線的諧振頻率主要由微帶輻射單元決定，但也受到口徑大小的影響。隨著口徑參數l0、w0、a的增大，天線輸入阻抗實部減小，而天線諧振頻率增大，所以可以通過調整l0、w0和a的大小來得到理想的輸入阻抗。本文主要根據微帶耦合理論計算出l0、w0的大小，通過探究半徑a對Ka/V雙頻的影響，改變a的大小來實現諧振頻點在30G/47．5G的Ka/V頻段的雙頻工作并實現寬頻帶特性。

如圖1所示，圖1(a)是天線的三維模型圖，由兩層介質板和一層地面組成。當兩層選取同樣時，往往不能很好地擴展帶寬。上層介質板采用介質常數 εr1=2．2，厚度h1=0．508 mm的介質基片;地面中開一個長為l0，寬為w0的縫隙，再在縫隙中間開一個半徑為a的圓孔;下層介質板采用介質常數εr2=10．2，厚度h2=0．835 mm的介質基片。圖1(b)是天線模型俯視圖，由圖可看出饋線、縫隙以及輻射貼片均位于模型的幾何中心位置。

圖1 天線單元模型示意圖Fig．1 The structure of antenna unit

經過經驗公式和分析設計，得到相應的參數如表1所示。

表1 單元天線設計參數(mm)Table 1 The design parameters of antenna unit(mm)

2 天線單元的結果

對天線進行運算，得到回波損耗S11如圖2所示。

3 天線單元參數分析與優(yōu)化

圖2 天線單元的S11曲線圖Fig．2 The S11 result of antenna unit

由耦合理論分析可知，饋線通過理想地面上的口徑將能量耦合給頂層介質貼片單元，口徑尺寸大小決定耦合到貼片單元能量的比例。減小口徑參數a的大小，耦合比例減少，諧振的輸入阻抗減小。當然如果口徑太小，能量沒有耦合到貼片單元，諧振阻抗也很小。所以調整口徑參數a可以得到輸入阻抗理想的諧振頻率。

由上面的理論分析，選取a=0．38 mm、0．37 mm、0．35 mm、0．34 mm四個點加上之前的a=0．36 mm五個點進行分析。得到不同a的值對應的S11曲線如圖3所示。

圖3 不同a的值對應的S11曲線Fig．3 The different values of a corresponding to different values of S11

從參數分析結果中可以看出，小于－10 dB的Ka頻段帶寬基本在27 GHz～32 GHz之間，小于－10 dB的V頻段帶寬在47 GHz～49 GHz之間，基本上包含了在臨近空間3區(qū)的業(yè)務頻段。諧振頻率分布不同位置，但總體上隨著a減小，諧振頻點向左移動，設計要求的30G/47．5G位于a=0．36 mm和a=0．35 mm中間，對a這個區(qū)間值優(yōu)化，得到S11結果如圖4所示。

圖4 S11優(yōu)化分析結果Fig．4 The result of S11 optimization analysis

由圖4可知，設計的雙頻口徑耦合微帶天線有30 GHz和47．5 GHz兩個諧振頻點。經計算Ka頻段小于 －10 dB帶寬為27．5 GHz～30．9 GHz，帶寬達到了11．33%，V頻段小于 －10 dB帶寬為47．1 GHz～48．3 GHz，帶寬達到了2．52%，滿足其在臨近空間3區(qū)業(yè)務的通信頻段需求。其中諧振頻點在30 GHz時的E和H面的增益輻射方向圖如圖5(a)所示，諧振頻點在47．5 GHz時的E和H面的增益輻射方向圖如圖5(b)所示。

圖5 單元天線諧振頻點輻射方向圖Fig．5 The E and H plane radiation pattern of antenna unit

由圖5分析知，在30 GHz頻點處，天線的方向性明顯，主瓣比較突出，E面和H面均在θ=0°時達到最大增益;在47．5 GHz諧振頻點處的E面具有輻射全向性，H面輻射全向較好，但在145°＜θ＜155°處出現零點，可在后期設計中組成陣列天線，通過多個天線的輻射場同相疊加獲取補償。

4 天線陣列設計

由于口徑耦合微帶天線可以獲得比單層微帶天線更寬的帶寬，并且重量輕，易于有源器件集成，組成陣列可以得到更好的性能。

圖6 1×4陣列天線結構示意圖Fig．6 The structure of 1×4 array antenna

為了保持每個天線單元的激勵電流幅度和相位始終相同，將上述單元組成1×4的天線陣列，饋電網絡采用如圖6所示的微帶線饋電網絡結果，四個口徑耦合天線通過功分器相連，功分器每個枝節(jié)的阻抗均為50Ω。經計算得到的S11結果如圖7所示。

圖7 1×4天線陣列S11曲線圖Fig．7 The result of S11 of 1×4 array antenna

由圖7可看出，1×4雙頻口徑耦合陣列天線實現了在Ka和V兩個頻段通信。其中在Ka頻段小于－10 dB帶寬為27．3 GHz～30．6 GHz，V頻段小于－10 dB帶寬為46．8 GHz～48 GHz。由于單元天線之間的間距和功分器的問題，導致回波損耗參數S11比單元天線的S11大很多，下一步設計重點放在調整單元天線之間的間距和功率分配器的設計上。其諧振頻點在30 GHz時的E和H面的增益輻射方向圖，如圖8(a)所示;諧振頻點在47．5 GHz時的E和H面的增益輻射方向圖，如圖8(b)所示。

圖8 1×4的天線陣列諧振頻點輻射方向圖Fig．8 The E and H plane radiation pattern of 1×4 array

由圖8可知，1×4雙頻口徑耦合陣列天線在諧振頻率30 GHz處方向性明顯;H面主瓣突出，由于饋線在天線底部且向下輻射，E面的旁瓣較多，但都在θ=0°處取得最大增益11．77 dB。在諧振頻率47．5 GHz處的輻射方向較明顯，由于饋線在天線底部，一部分輻射能量損失并向下輻射，使得H面的主瓣雖然突出，但旁瓣也較多，E面整體輻射方向較明顯，但向下的輻射能量較多。E面和H面也均在θ=0°時達到最大增益11．92 dB。各天線單元之間存在的互耦效應影響了天線的性能。

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5 結論與展望

本文設計的這種在Ka和V雙頻段工作的口徑耦合微帶天線，實現了雙頻和寬頻特性，滿足在臨近空間3區(qū)業(yè)務通信頻段的Ka和V兩個頻段的通信需求，并且組成的1×4陣列天線在兩個諧振頻率30 GHz和47．5 GHz處也獲得較高增益。從耦合理論分析，由于口徑參數a的大小可控制耦合的能量，那么可以通過在天線裝置內添加一個控制器裝置改變a，來實現該天線在所需頻段進行通信。此外該天線結構簡單、易于有源器件集成、可與載體共形，為以后臨近空間飛行器天線設計提供參考。

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