羅瑞丹，徐 穎，袁 洪

(1．中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京100049;2．中國(guó)科學(xué)院光電研究院導(dǎo)航技術(shù)研究室，北京100094)

0 引言

衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)體制是決定衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)及其增強(qiáng)系統(tǒng)性能的要素之一［1］，目前，各大衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System，GNSS)的信號(hào)體制設(shè)計(jì)已基本固定，而不同的衛(wèi)星導(dǎo)航增強(qiáng)系統(tǒng)由于各自所面對(duì)的應(yīng)用場(chǎng)景不同，其增強(qiáng)信號(hào)體制仍有很大的研究空間。與現(xiàn)代通信系統(tǒng)結(jié)合，利用通信系統(tǒng)的基礎(chǔ)資源，將通信信號(hào)與導(dǎo)航測(cè)距信號(hào)進(jìn)行復(fù)合設(shè)計(jì)，是導(dǎo)航信號(hào)體制設(shè)計(jì)未來可能的重要發(fā)展方向之一［2－3］。

在通信系統(tǒng)中，OFDM信號(hào)體制已經(jīng)被普遍應(yīng)用，OFDM信號(hào)具有多子載波的結(jié)構(gòu)特征［4］?？紤]到導(dǎo)航與通信融合是未來衛(wèi)星導(dǎo)航增強(qiáng)系統(tǒng)發(fā)展的重要方向之一，在保持OFDM通信信號(hào)基本架構(gòu)不變的前提下，在多子載波上協(xié)同發(fā)播導(dǎo)航測(cè)距信號(hào)有其特殊的研究?jī)r(jià)值。

目前，多載波信號(hào)已作為未來導(dǎo)航及增強(qiáng)信號(hào)的備 選 信 號(hào)，諸 如:FMT［5－6］，OFDM［7］，TCOFDM［8］等。我們提出了一種新的導(dǎo)航信號(hào)體制，稱之為“復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)體制”，并從宏觀上對(duì)其架構(gòu)、應(yīng)用策略進(jìn)行了研究［9］。結(jié)果表明，該信號(hào)體制是初步可行的，并在抗多徑、抗窄帶干擾，以及兼容性等方面凸顯優(yōu)勢(shì)。

捕獲是接收處理導(dǎo)航信號(hào)的重要環(huán)節(jié)之一，其目的是獲取導(dǎo)航信號(hào)概略載波多普勒頻移和偽隨機(jī)碼相位。鑒于復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)多載波結(jié)構(gòu)特征，傳統(tǒng)捕獲算法單一通道單一載波捕獲的方式顯然不具適用性。然而，若對(duì)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)各子載波信號(hào)采用傳統(tǒng)捕獲算法單獨(dú)捕獲，勢(shì)必成倍增加運(yùn)算量和硬件資源消耗。

本文對(duì)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)的捕獲方法架構(gòu)及其性能進(jìn)行研究，以期支撐該新型信號(hào)體制研究的深入發(fā)展。以下首先簡(jiǎn)單介紹復(fù)合載波信號(hào)體制，然后在現(xiàn)有典型衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)捕獲方法的基礎(chǔ)上，提出針對(duì)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)的捕獲方法，并分析其資源占用需求，接著對(duì)上述方法的性能進(jìn)行仿真，最后進(jìn)行討論并給出結(jié)論。

1 復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)基本結(jié)構(gòu)

復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)具有類似于通信系統(tǒng)的OFDM信號(hào)的結(jié)構(gòu)［10］，有別于OFDM信號(hào)以承載高速率通信信息為目的［11］，復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)主要用于信號(hào)發(fā)射端與接收端之間的載波相位偽距和擴(kuò)頻碼偽距的測(cè)量，同時(shí)也用于傳輸?shù)退俾实膶?dǎo)航電文(如:發(fā)射站位置、差分信息、時(shí)間信息、導(dǎo)航信號(hào)參數(shù)配置等)。對(duì)于第i個(gè)信號(hào)發(fā)射端，復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)的通用表達(dá)式可寫為:

式中:M為子載波數(shù)目;m∈［1，M］為子載波編號(hào);Am表示第m個(gè)子載波信號(hào)的幅度;Cm表示第m個(gè)子載波上調(diào)制的偽隨機(jī)碼，不同信號(hào)發(fā)射端采用不同的偽隨機(jī)碼，以BPSK的方式調(diào)制在各子載波上，以便于對(duì)不同發(fā)射端信號(hào)進(jìn)行碼分隔離;不同子載波可以采用不同的擴(kuò)頻碼，以保證不同子載波間信號(hào)的正交性;Dm表示第m個(gè)子載波上調(diào)制的導(dǎo)航數(shù)據(jù);f0表示起始頻率，Δfm為第m個(gè)子載波頻率與起始頻率間的頻率偏置，φm為第m個(gè)子載波信號(hào)的載波初相，不同發(fā)射端所發(fā)射信號(hào)的起始頻率、各子載波與起始頻率間的頻率偏置相同，以便于簡(jiǎn)化接收端的軟硬件設(shè)計(jì)。在子載波頻率偏置量的選取上，偏置量應(yīng)該大于接收信號(hào)的最大可能多普勒頻移與接收機(jī)時(shí)鐘頻率偏差的和，以避免在信號(hào)捕獲和跟蹤時(shí)對(duì)信號(hào)頻率的錯(cuò)誤鎖定。假設(shè)接收機(jī)與衛(wèi)星相對(duì)速度引起的最大可能多普勒頻移為±50 kHz，接收機(jī)本振誤差引起的最大可能射頻頻率偏差為±20 kHz，則子載波頻偏應(yīng)該至少大于2×(50+20)=140 kHz。

從頻域看，典型的復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)(各子載波功率取相同值)頻譜示意圖，如圖1所示，圖中同時(shí)給出了L1頻段C/A碼、BOC(10，5)及P碼的頻譜圖。由圖可見，復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)對(duì)頻譜的占用更加充分，信號(hào)帶外衰減更加明顯。通過改變各子載波的功率，可以更加有效地回避帶內(nèi)窄帶干擾。同時(shí)，各子載波信號(hào)可以單獨(dú)跟蹤，強(qiáng)化了對(duì)導(dǎo)航信號(hào)利用的靈活性。

圖1 等功率復(fù)合載波信號(hào)、C/A碼、P碼、BOC(10，5)頻譜圖Fig．1 Power spectrum of NSCC，C/A，P，BOC(10，5)with equal power

通過配置式(1)中的各個(gè)參數(shù)，可結(jié)合具體的應(yīng)用場(chǎng)景，對(duì)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。這些參數(shù)包括:子載波個(gè)數(shù)M、各子載波強(qiáng)度、頻率間隔Δfm、所調(diào)制偽碼，以及導(dǎo)航電文等。因此，復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)具有結(jié)構(gòu)靈活，適應(yīng)多種應(yīng)用場(chǎng)景的特點(diǎn)。

在式(1)中，對(duì)不同信號(hào)發(fā)射端采用了不同的擴(kuò)頻碼以進(jìn)行碼分多址隔離，從而避免不同信號(hào)發(fā)射端互相之間的干擾，同時(shí)同一信號(hào)發(fā)射端發(fā)射的不同子載波信號(hào)采用了不同的擴(kuò)頻碼進(jìn)行碼分隔離。實(shí)際上，式(1)中不同子載波信號(hào)具有不同的頻率偏置，本質(zhì)上等效為一種頻分隔離的設(shè)計(jì)，因此，不同子載波可以采用完全相同的擴(kuò)頻碼Ci(t)，為簡(jiǎn)化接收端軟硬件設(shè)計(jì)復(fù)雜度打下基礎(chǔ)，即:

在實(shí)際設(shè)計(jì)中，可在可用頻段內(nèi)優(yōu)化設(shè)計(jì)Δfm，m∈［1，M］，保證不同子載波信號(hào)間的正交性，降低子載波信號(hào)間的互擾。

2 復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)捕獲方法

2．1捕獲方法框架設(shè)計(jì)

復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)中的每一個(gè)子載波信號(hào)從本質(zhì)上講是獨(dú)立的，因此可以借用在GPS系統(tǒng)中已經(jīng)行之有效的捕獲方法架構(gòu)作為復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)捕獲架構(gòu)的基礎(chǔ)。GPS信號(hào)捕獲方法大致可以分為兩類:一類是基于相關(guān)器在由多普勒頻移和碼時(shí)延組成的二維平面中進(jìn)行逐點(diǎn)搜索的方法［12］;另一類是利用FFT［13－16］的快速運(yùn)算特點(diǎn)進(jìn)行的快速捕獲方法。第二類方法又可進(jìn)一步分為時(shí)域并行處理、頻域并行處理，以及時(shí)頻域并行處理三類。從原則上講，上述四種方法對(duì)式(1)和式(2)所描述的復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)都適用，直接而簡(jiǎn)單的處理方式是，首先對(duì)每一個(gè)子載波導(dǎo)航信號(hào)按照既有方法進(jìn)行逐子載波搜索，然后按照各子載波頻率偏置和信號(hào)強(qiáng)度進(jìn)行累加判決。但這樣會(huì)帶來計(jì)算量按子載波數(shù)目成倍增加，顯然是不可取的，特別是在多普勒與碼時(shí)延二維平面上逐點(diǎn)搜索方法，由于其本身的運(yùn)算量就很大，顯然不適于移植到復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)的捕獲當(dāng)中。

鑒于復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)可以被看作是同一頻譜特征的子載波信號(hào)在頻域上進(jìn)行移位疊加而成，因此，基于FFT的頻域搜索方法更加適合于復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)的捕獲。

對(duì)于式(1)所示的復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)，可采用如圖2所示的捕獲算法框架。

圖2 復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)通用捕獲架構(gòu)圖Fig．2 Common framework of acquisition for NSCC

圖2所示的捕獲算法框架與傳統(tǒng)的FFT頻域捕獲算法相比有兩點(diǎn)區(qū)別:第一點(diǎn)區(qū)別是對(duì)不同子載波信號(hào)分別進(jìn)行FFT處理，相關(guān)運(yùn)算量增加了M倍，可能造成沉重的運(yùn)算負(fù)擔(dān);第二點(diǎn)區(qū)別是增加了各子載波信號(hào)FFT處理結(jié)果的相干疊加環(huán)節(jié)，這一區(qū)別帶來的運(yùn)算量區(qū)別不大。總體上看，隨著FPGA和DSP處理能力的提高，上述捕獲策略有其進(jìn)一步發(fā)展的可能。

對(duì)于式(2)所示的復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)結(jié)構(gòu)，由于各子載波間采用了相同的擴(kuò)頻碼，因此，在圖2的基礎(chǔ)上，捕獲架構(gòu)可以大大簡(jiǎn)化，如圖3所示。

與傳統(tǒng)的單載波BPSK導(dǎo)航信號(hào)捕獲框架相比，圖3所示的框架僅增加了移位累加環(huán)節(jié)，總體上，不會(huì)明顯帶來運(yùn)算負(fù)擔(dān)和資源占用量的急劇增加。

2．2捕獲方法數(shù)學(xué)模型

對(duì)于式(1)所示的發(fā)射端所發(fā)射的導(dǎo)航信號(hào)，接收端接收的信號(hào)可表達(dá)為:

圖3 復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)簡(jiǎn)化捕獲架構(gòu)圖Fig．3 Simplify framework of acquisition for NSCC

式中:α為信號(hào)強(qiáng)度的總體變化系數(shù)，τ為信號(hào)時(shí)延，φr為接收信號(hào)初相，n(t)為加性高斯白噪聲。Δfd，m為第m個(gè)子載波對(duì)應(yīng)的多普勒頻移?？紤]到同一頻段導(dǎo)航信號(hào)的帶寬一般在20 MHz以內(nèi)，在這一帶寬內(nèi)不同的子載波對(duì)應(yīng)多普勒頻率頻存在差異，對(duì)于L波段且信號(hào)收發(fā)端相對(duì)速度小于4 km/s時(shí)，不同子載波間的多普勒頻率最大相差在250 Hz以內(nèi)。

為推導(dǎo)方便，可忽略式(3)中α的影響，式(3)可改寫為:

式中:

在圖2中，經(jīng)過去起始頻率環(huán)節(jié)后的信號(hào)可表達(dá)為:

式中:n1(t)為n(t)經(jīng)過上述處理環(huán)節(jié)之后的噪聲。

經(jīng)過擴(kuò)頻碼匹配濾波環(huán)節(jié)后，第m'路子載波經(jīng)過匹配濾波器后所對(duì)應(yīng)結(jié)果的信號(hào)可表達(dá)為:

式中:n2，m'(t)為n1(t)經(jīng)過上述處理環(huán)節(jié)之后的噪聲。

FFT等環(huán)節(jié)后，第m'路子載波經(jīng)過匹配濾波器后所對(duì)應(yīng)的頻譜為:

式中:n2，m'(f')為n2，m'(t)在頻率域的表達(dá)，T為一個(gè)擴(kuò)頻碼周期。

對(duì)于m'路子載波，在衛(wèi)星與接收機(jī)相對(duì)速度為v時(shí)，式(8)所對(duì)應(yīng)的信號(hào)在頻域的峰值應(yīng)出現(xiàn)在處，其中，fd為基準(zhǔn)頻率f0對(duì)應(yīng)的多普勒頻率。因此在進(jìn)行多普勒頻率fd搜索時(shí)，可按照一下規(guī)則進(jìn)行相干疊加:

對(duì)Zi(fd，τ')取模作為最后的檢測(cè)判決量。

為進(jìn)一步分析上述捕獲方法的性能，將式(3)代入式(8)，為簡(jiǎn)化分析，不考慮數(shù)據(jù)位跳變，忽略及α的影響，并用f代換f'，可得:d，m'

式中:等號(hào)右側(cè)第一項(xiàng)為純信號(hào)項(xiàng)，代表導(dǎo)航信號(hào)，記為Sm'，f'，τ'，第二項(xiàng)為交叉干擾項(xiàng)，記為Cm'，f'，τ'，第三項(xiàng)為純?cè)肼曧?xiàng)，記為n2，m'(f')。

將式(8)代入式(9)可得:

式(11)與式(12)相比，復(fù)合載波情況下，純信號(hào)項(xiàng)與純?cè)肼曧?xiàng)表現(xiàn)為多個(gè)子載波對(duì)應(yīng)信號(hào)的疊加以及噪聲的疊加，而單載波情況下，信號(hào)與噪聲分別有單獨(dú)的一個(gè)成分組成，實(shí)際上，上述不同并不改變純信號(hào)與純?cè)肼曋g的信噪比，當(dāng)復(fù)合載波信號(hào)總功率與單載波信號(hào)功率相等時(shí)，式(11)右端第一項(xiàng)和第三項(xiàng)之間的信噪比與式(12)右端第一項(xiàng)與第二項(xiàng)之間的信噪比是相同的。

此外，式(11)相對(duì)于式(12)多出不同子載波信號(hào)之間的交叉干擾項(xiàng)，勢(shì)必抬高基噪，進(jìn)而影響總的信噪比。不同子載波信號(hào)之間的正交性(隔離性)直接反應(yīng)為式(11)中交叉干擾項(xiàng)的大小，對(duì)交叉干擾項(xiàng)的控制是我們?cè)诰唧w設(shè)計(jì)符合載波導(dǎo)航信號(hào)具體參數(shù)時(shí)必須認(rèn)真考慮的問題。

在第2．1節(jié)中，我們提出了兩種復(fù)合載波信號(hào)的捕獲框架，分別對(duì)應(yīng)不同子載波采用不同擴(kuò)頻碼和相同擴(kuò)頻碼的兩種信號(hào)設(shè)計(jì)，其中，采用不同擴(kuò)頻碼時(shí)，捕獲運(yùn)算資源占用相對(duì)較大，而采用相同擴(kuò)頻碼時(shí)，其資源占用較傳統(tǒng)單載波BPSK導(dǎo)航信號(hào)沒有明顯增加。但從式(10)和式(11)看，不同子載波采用不同的擴(kuò)頻碼所帶來的子載波交叉干擾將明顯小于采用相同擴(kuò)頻碼時(shí)的情況，我們將在第4節(jié)中通過仿真定量分析典型情況下它們的性能。

2．3捕獲性能分析

根據(jù)式(11)得到捕獲檢測(cè)判決量后，上述捕獲方法的性能可以沿用傳統(tǒng)信號(hào)檢測(cè)與估計(jì)理論進(jìn)行分析?？紤]到在第3節(jié)中我們將對(duì)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)捕獲方法的性能進(jìn)行仿真分析，為了便于對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比，以下簡(jiǎn)要描述信號(hào)檢測(cè)性能的一些要點(diǎn)。

在導(dǎo)航信號(hào)的捕獲中，為了節(jié)約計(jì)算量，通常是在碼時(shí)延和多普勒頻率兩個(gè)維度上按照一定的間隔進(jìn)行投點(diǎn)，由于真實(shí)的碼時(shí)延或多普勒頻率一般不等于投點(diǎn)處的值，存在偏差，進(jìn)而影響檢測(cè)判決量中純信號(hào)峰值的強(qiáng)度。

假設(shè)在峰值附近真實(shí)碼時(shí)延與投點(diǎn)處碼時(shí)延相差ετ，由此帶來的純信號(hào)峰值的衰減量為:

式中:Tc為偽隨機(jī)碼碼片寬度;式(13)對(duì)應(yīng)的圖形如圖4(a)圖所示。若碼時(shí)延搜索步長(zhǎng)為 τstep，最大為0．5τstep，一般取 τstep為0．5Tc，這時(shí)對(duì)應(yīng)的 ητ最大為1．25 dB。

假設(shè)峰值附近真實(shí)的多普勒頻率與投點(diǎn)處的多普勒頻率εd，由此帶來的純信號(hào)峰值衰減量為［17］:

式中:Tc為偽隨機(jī)碼碼片寬度;式(14)對(duì)應(yīng)的圖形如圖4(b)圖所示。若多普勒搜索步進(jìn)為最大為0．5fstep，在FFT頻域并行捕獲處理中，如果不進(jìn)行加密處理，對(duì)應(yīng)的fstep為，這時(shí) ε 為d，對(duì)應(yīng)的η 約為3．9 dB;在FFT中進(jìn)行兩倍的d加密處理，對(duì)應(yīng)的fstep為，這時(shí) εd為，對(duì)應(yīng)的 ηd約為0．9 dB。

圖4 兩大因素對(duì)相關(guān)峰值造成的衰減Fig．4 The impact of two major factors to correlation peak

對(duì)于式(11)給出的捕獲檢測(cè)判決量Zi，當(dāng)其中存在信號(hào)時(shí)，對(duì)應(yīng)的概率密度滿足自由度為2的非中心 χ2分布［18］:

式中:λ對(duì)應(yīng)式(11)中的第一項(xiàng)(純信號(hào)項(xiàng))，σ2對(duì)應(yīng)于第二項(xiàng)和第三項(xiàng)所代表的噪聲，I0(·)為零階修正的Bessel函數(shù)［19］。

若當(dāng)前搜索的碼－頻槽中不存在信號(hào)，統(tǒng)計(jì)量滿足自由度為2的中心χ2分布［20］，對(duì)應(yīng)概率密度函數(shù)表達(dá)式為:

依據(jù)式(15)和式(16)，在檢測(cè)門限為β時(shí)，可得單次虛警概率為:

而相應(yīng)的單次檢測(cè)概率為:

式中:Q1(a，b)是1階的Marcum Q函數(shù)。限于篇幅，式(17)和式(18)對(duì)應(yīng)的圖形，我們將在第3節(jié)中結(jié)合仿真結(jié)果一并給出。

3 復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)捕獲性能仿真分析

在第2節(jié)中我們給出了捕獲架構(gòu)，有兩種形式:通用捕獲架構(gòu)和簡(jiǎn)易捕獲架構(gòu)，其檢測(cè)判決量與傳統(tǒng)單載波信號(hào)相比增加了交叉干擾項(xiàng)。設(shè)定典型應(yīng)用場(chǎng)景，通過恒虛警檢測(cè)，定量評(píng)估交叉干擾項(xiàng)所帶來影響，并與單子載波信號(hào)在檢測(cè)性能方面進(jìn)行對(duì)比。

實(shí)驗(yàn)仿真參數(shù)設(shè)定如下:各子載波功率一致;子載波擴(kuò)頻碼采用GOLD碼，碼長(zhǎng)1023chip，碼速率fc=1．023 MHz;子載波間等頻率間隔 Δf=2fc=2．046 MHz;子載波數(shù)M=1、2、4、6;仿真帶寬30 MHz;虛警概率Pfa=10－3，蒙特卡羅仿真次數(shù)為10000。

對(duì)比復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)各子載波信號(hào)分別采用相同偽隨機(jī)擴(kuò)頻碼和不同偽隨機(jī)擴(kuò)頻碼，即:有碼隔離和無(wú)碼隔離，兩種情況下，分別對(duì)應(yīng)采用通用捕獲架構(gòu)和簡(jiǎn)易捕獲架構(gòu)，檢測(cè)性能的差異。設(shè)定復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)子載波數(shù)目M=6，預(yù)檢測(cè)積分時(shí)長(zhǎng)為1 ms。

圖5 復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)子載波數(shù)M=6時(shí)有/無(wú)碼隔離對(duì)比圖Fig．5 Comparison of detection performance under the code separation or not

由圖5可知，相同子載波數(shù)目情況下，對(duì)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)加入碼隔離，采用圖2所示的通用捕獲架構(gòu)對(duì)每一路子載波分別處理，仿真曲線與理論曲線擬合情況理想;而復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)無(wú)碼隔離，采用圖3所示的簡(jiǎn)易捕獲架構(gòu)進(jìn)行處理，仿真曲線略差于理論曲線。該仿真校驗(yàn)了復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)各子載波信號(hào)采用不同偽隨機(jī)碼進(jìn)行調(diào)制，檢測(cè)性能接近理論分析;而當(dāng)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)各子載波信號(hào)采用相同偽隨機(jī)碼進(jìn)行調(diào)制，由于無(wú)碼隔離，交叉干擾項(xiàng)影響凸顯，導(dǎo)致檢測(cè)性能降低。

對(duì)比分析復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)無(wú)碼隔離情況下，子載波交叉干擾項(xiàng)對(duì)檢測(cè)性能的影響。復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)各子載波信號(hào)采用相同的偽隨機(jī)進(jìn)行調(diào)制，相應(yīng)的采用簡(jiǎn)易捕獲架構(gòu)進(jìn)行處理，分析無(wú)碼隔離時(shí)，子載波數(shù)目對(duì)最終檢測(cè)性能的影響。其中，復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)子載波數(shù)目M分別取2、4、6，對(duì)應(yīng)檢測(cè)性能如圖6所示。

由圖6可知，若復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)采用相同的偽隨機(jī)擴(kuò)頻碼進(jìn)行調(diào)制，隨著子載波數(shù)目的增加，仿真曲線原來越偏移理論曲線?？芍?，子載波間互擾量隨子載波數(shù)目的增加而增大，對(duì)捕獲性能的影響也越來越明顯。當(dāng)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)子載波數(shù)目M=6時(shí)，子載波互擾量的影響使得檢測(cè)性能與理論相比下降約0．8 dB。

圖6 復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)簡(jiǎn)易捕獲架構(gòu)性能分析圖Fig．6 Comparison of detection performance with different number of sub-carrier utilizing the simplify framework

對(duì)比等功率條件下，復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)與傳統(tǒng)單載波導(dǎo)航信號(hào)C/A碼、P碼的檢測(cè)性能。復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)各子載波調(diào)制偽碼不同，相應(yīng)的采用通用捕獲架構(gòu)進(jìn)行捕獲，其中，復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)子載波數(shù)目M=5，碼速率fc=2．046 MHz，信號(hào)主瓣帶寬為10．23 MHz。C/A碼采用4 MHz帶寬進(jìn)行捕獲仿真，P碼與復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)采用30 MHz帶寬進(jìn)行捕獲仿真。對(duì)應(yīng)檢測(cè)性能如圖7所示。

圖7 復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)與傳統(tǒng)單載波導(dǎo)航信號(hào)檢測(cè)性能對(duì)比圖Fig．7 Comparison of detection performance of NSCCand single carriers

由圖7可知，復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)檢測(cè)性能與傳統(tǒng)單載波導(dǎo)航信號(hào)C/A碼、P碼相比，在等功率的前提下，檢測(cè)性能基本相等。

4 結(jié)論

本文介紹了復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)體制結(jié)構(gòu)特點(diǎn)和設(shè)計(jì)思路，并針對(duì)該信號(hào)的多載波結(jié)構(gòu)特征，提出了一套適用的捕獲架構(gòu)。該架構(gòu)采用匹配濾波器配合FFT算法實(shí)現(xiàn)偽碼快速剝離和時(shí)頻域轉(zhuǎn)換，并利用信號(hào)子載波頻點(diǎn)間隔信息對(duì)信號(hào)頻譜能量進(jìn)行移位相干疊加實(shí)現(xiàn)能量積累，保證相同信噪比情況下檢測(cè)性能與單載波信號(hào)相當(dāng)，并且不明顯增加運(yùn)算量和資源占用情況。

該架構(gòu)還可根據(jù)復(fù)合載波導(dǎo)航信號(hào)各子載波信號(hào)調(diào)制偽碼的隔離度，對(duì)硬件進(jìn)行精簡(jiǎn)以節(jié)約資源占用量，但也會(huì)犧牲掉部分檢測(cè)性能。這為該信號(hào)體制下一步的同步算法設(shè)計(jì)工作提供了鋪墊和理論支撐。

［1］ 唐祖平，周鴻偉，胡修林，等．Compass導(dǎo)航信號(hào)性能評(píng)估研究［J］．中國(guó)科學(xué):物理學(xué)，力學(xué)，天文學(xué)，2010，40(5):592－602．［Tang Zu-ping，Zhou Hong-wei，Hu Xiu-lin，et al．Performance evaluation research of compass navigation signal［J］．Science in China Series G:Physics，Mechanics and Astronomy，2010，40(5):592－602．］

［2］Pelton J N．Trends and future of satellite communications［M］．New York:Springer，2013．

［3］Cui J，Shi H．Satellite communication and navigation integrated signal［J］．Journal of Electrical Engineering，2013，11(8):4351－4356．

［4］ 張路平，王建新，馬寧．多徑信道下OFDM信號(hào)和單載波信號(hào)的盲識(shí)別［J］．宇航學(xué)報(bào)，2012，33(9):1289－1294．［Zhang Lu-ping，Wang Jian-xin，Ma Ning．Blind recognition of OFDM signal and single-carrier signals in multi-path channel［J］．Journal of Astronautics，2012，33(9):1289－1294．］

［5］Garcia-Pena A，Julien O，Macabiau C，et al．FMT signal options and associated receiver architectures for GNSS［C］．IEEE/ION Position Location and Navigation Symposium，Carolina，USA，April 24－26，2012．

［6］Emmanuele A，Luise M，Won JH，et al．Evaluation of filtered multitone(FMT)technology for future satellite navigation use［C］．24th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation，Oregon，Portland，September 20－23，2011．

［7］Liu X，Liang M，Morton Y，et al．Performance evaluation of MSK and OFDM modulations for future GNSS signals［J］．GPS Solutions，2014，18(2):163－175．

［8］Deng Z，Yu Y，Yuan X，et al．Situation and development tendency of indoor positioning［J］．China Communications，2013，10(3):42－55．

［9］Xu Y，Yuan H．Navigation signal structure based on complex carrier modulation［J］．Science in China Series G:Physics，Mechanics and Astronomy，2011，54(6):1035－1045．

［10］ 佟學(xué)儉，羅濤．OFDM移動(dòng)通信技術(shù)原理與應(yīng)用［M］．北京:人民郵電出版社，2003:66－68．

［11］ 黨軍宏，晏堅(jiān)，曹志剛．一種基于OFDM和跨層設(shè)計(jì)的星載交換方案［J］．宇航學(xué)報(bào)，2009，30(3):1086－1094．［Dang Jun-hong，Yan Jian，Cao Zhi-gang．An on-board switch scheme based on OFDM and cross-layer design［J］．Journal of Astronautics，2009，30(3):1086－1094．］

［12］Jovanovic V M．Analysis of strategies for serial-search spreadspectrum code acquisition-direct approach［J］．Communications，IEEE Transactions on，1988，36(11):1208－1220．

［13］Spangenberg SM，Scott I，McLaughlin S，et al．An FFT-based approach for fast acquisition in spread spectrum communication systems［J］．Wireless Personal Communications，2000，13(1/2):27－55．

［14］Molino A，Girau G，Nicola M，et al．Evaluation of a FFT-based acquisition in real time hardware and software GNSS receivers［C］．The 10th International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications，Bologna，Italy，August 25－28，2008．

［15］Borio D，O＇Driscoll C，Lachapelle G．Composite GNSS Signal Acquisition over Multiple Code Periods［J］．Aerospace and Electronic Systems，IEEE Transactions on，2010，46(1):193－206．

［16］ 陳希，張銳，帥濤．基于FFT的GPS快速并行捕獲算法［J］．宇航學(xué)報(bào)，2011，32(1):162－166．［Chen Xi，Zhang Rui，Shuai Tao．A new rapid acquisition algorithm based on FFT for GPSsignals［J］．Journal of Astronautics，2011，32(1):162－166．］

［17］Stirling-Gallacher R A，Hulbert A P，Povey G J R．A fast acquisition technique for a direct sequence spread spectrum signal in the presence of a large Doppler shift［C］．The 4th International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications，Mainz，Germany，September 22－25，1996．

［18］ 夏雙志，戴奉周，劉宏偉．復(fù)高斯白噪聲背景下貝葉斯檢測(cè)前跟蹤的檢測(cè)閾值設(shè)置方法［J］．電子與信息學(xué)報(bào)，2013，35(3):524－531．［Xia Shuang-zhi，Dai Feng-zhou，Liu Hong-wei．A method of determining detection threshold for bayesian track-before-detection in white complex gaussian noise［J］．Journal of Electronics＆Information Technology，2013，35(3):524－531．］

［19］ 崔嵬，朱新國(guó)，吳嗣亮．基于約束判決的二次門限檢測(cè)［J］．電子與信息學(xué)報(bào)，2009，31(9):2074－2078．［Cui Wei，Zhu Xin-guo，Wu Si-liang．Study on double threshold detection based on constraint judgment［J］．Journal of Electronics＆Information Technology，2009，31(9):2074－2078．］

［20］Srinivasan R，Rangaswamy M．Importance sampling for characterizing STAP detectors［J］．Aerospace and Electronic Systems，IEEE Transactions on，2007，43(1):273－285．