張航航，劉小剛，張新濤，張 磊，梁歡迎

（1.陜西科技大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，西安 710021；2.特變新疆新能源股份有限公司，烏魯木齊 830011）

有源中點(diǎn)箝位式（ANPC）五電平逆變器調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略研究

張航航1，劉小剛2，張新濤2，張 磊2，梁歡迎2

（1.陜西科技大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，西安 710021；2.特變新疆新能源股份有限公司，烏魯木齊 830011）

分析了ANPC型五電平逆變器開(kāi)關(guān)狀態(tài)和輸出電平的關(guān)系，并提出單周期SPWM調(diào)制方法。該調(diào)制方法在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)有效電平且包含飛跨電容充電、放電兩個(gè)狀態(tài)。針對(duì)控制飛跨電容電壓的問(wèn)題，提出了在調(diào)制策略中增加充電因子，通過(guò)檢測(cè)飛跨電容電壓和實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)充電因子實(shí)現(xiàn)飛跨電容電壓閉環(huán)可控。最后對(duì)單周期SPWM調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了其正確性。

有源中點(diǎn)箝位式（ANPC）；五電平逆變器；正弦脈寬調(diào)制（SPWM）；飛跨電容；充電因子

引言

隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，多電平功率變換器已成為中高壓大功率應(yīng)用領(lǐng)域的一個(gè)研究熱點(diǎn)。多電平逆變器的思想最早是由日本長(zhǎng)岡科技大學(xué)的KiraNabae等提出的［1-2］。五電平逆變器與傳統(tǒng)兩電平逆變器相比具有許多優(yōu)勢(shì)，如輸出電壓諧波含量低、開(kāi)關(guān)器件承受的耐壓低，濾波電感容量小等，因此研究五電平（多電平）技術(shù)對(duì)于提高逆變器轉(zhuǎn)換效率、降低其制造成本有重要的工程應(yīng)用價(jià)值。

目前基本的五電平逆變器主要有3種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分別是二極管箝位式、電容箝位式和級(jí)聯(lián)式。這3種傳統(tǒng)的五電平拓?fù)湓趹?yīng)用上本身都存在缺點(diǎn)，二極管箝位式五電平逆變器的缺點(diǎn)是：（1）二極管的數(shù)量比較多，當(dāng)電平數(shù)很大時(shí)，實(shí)際電路的實(shí)現(xiàn)比較困難；（2）直流側(cè)電容電壓分壓不平衡；（3）主開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間不相等。電容箝位式五電平逆變器的最大的缺點(diǎn)就是需要大量的箝位電容而且在運(yùn)行過(guò)程中必須嚴(yán)格控制飛跨電容電壓的平衡；級(jí)聯(lián)式五電平逆變器的固有缺點(diǎn)是需要多個(gè)直流輸入源，限制了其在光伏行業(yè)的應(yīng)用［1，4］。

因此本文采用一種有源中點(diǎn)箱位式ANPC（active neutral point clamed）五電平逆變器［5-7］，分析了該逆變器拓?fù)涞墓ぷ髟砑捌涮攸c(diǎn)，給出相應(yīng)的調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了其正確性。

1 ANPC型五電平逆變器拓?fù)浞治?/h2>

圖1為五電平逆變器拓?fù)?。該拓?fù)溆?組直流電容、8個(gè)功率開(kāi)關(guān)管、8個(gè)與功率開(kāi)關(guān)管反并聯(lián)的二極管和1組飛跨電容組成，輸出＋2E，＋E，0，-E，-2E 5個(gè)電平。以流出逆變器為電流正向，如圖1中電流IL方向?yàn)檎?，?duì)五電平逆變器的5種電平的開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)行分析，考慮電流正向和電流反向兩種情況，工作原理如表1和表2所示。表1列出了在電流正向時(shí)，逆變器可以輸出的所有電平對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)及其飛跨電容的充放、電狀態(tài)。值得注意的是，其中E與-E分別對(duì)應(yīng)2種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，一種為電容充電狀態(tài)，一種為電容放電狀態(tài)。這種冗余開(kāi)關(guān)狀態(tài)可以實(shí)現(xiàn)對(duì)飛跨電容的充放電控制。表2列出了在電流反向時(shí)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)和飛跨電容充、放電狀態(tài)。

圖1 單相ANPC型五電平逆變器拓?fù)銯ig.1 Single phase ANPC five-level inverter topology

表1 電流正向時(shí)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)Tab.1 On-off state for forward current

表2 電流反向時(shí)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)Tab.2 On-off state for backward current

2 調(diào)制方法

五電平逆變器的基本調(diào)制策略主要分為空間矢量PWM調(diào)制SVPWM（space vector pulse width modulation）和多載波SPWM（Sinusoidal pulse width modulation）調(diào)制2種方法［8-10］。SVPWM調(diào)制方法是在判斷空間矢量所在扇區(qū)和依據(jù)伏秒等效原理的基礎(chǔ)上計(jì)算各個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的開(kāi)關(guān)順序和有效作用時(shí)間，從而綜合輸出電壓波形，本質(zhì)上具有電壓利用率高的優(yōu)點(diǎn)。但是，傳統(tǒng)的SVPWM方法隨著電平數(shù)的增加其計(jì)算的復(fù)雜性也大大增加，并不適用于電平數(shù)超過(guò)5個(gè)的多電平逆變器，因此本文的調(diào)制方法主要是以多載波SPWM調(diào)制為基礎(chǔ)進(jìn)行改進(jìn)的［11-12］。

2.1 傳統(tǒng)的多載波SPWM調(diào)制方法

多載波SPWM一般采用兩種技術(shù)：①基于載波垂直移幅技術(shù)（包括PD（phase disposition）、APOD（alternative phase opposite disposition）與POD（phase opposite disposition））；②基于載波水平移相技術(shù)PS（phase shifted）。如圖2所示。針對(duì)每一種具體的逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，只應(yīng)用特定的調(diào)制策略?；谳d波垂直分布技術(shù)方法直接決定的是相電壓的電平狀態(tài)，所以較多地用在NPC逆變器中；而PS技術(shù)較多地用在FLC逆變器和MMC逆變器，可以自然地達(dá)到開(kāi)關(guān)器件負(fù)荷平衡的控制要求。

ANPC型逆變器可采用同相移幅的思路進(jìn)行PWM調(diào)制［13］。如圖2（a）所示，一個(gè)參考正弦波與四組移幅的三角載波進(jìn)行實(shí)時(shí)比較確定輸出電平，根據(jù)表2、表3調(diào)節(jié)對(duì)應(yīng)功率開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通與截止。采用傳統(tǒng)的SPWM調(diào)制方法的優(yōu)點(diǎn)是直觀、清晰、易于仿真實(shí)現(xiàn)，但是由于該方法需要實(shí)時(shí)比較和實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷，不適合基于開(kāi)關(guān)周期調(diào)節(jié)的PWM調(diào)制，因此不能用現(xiàn)有的DSP芯片實(shí)現(xiàn)。

圖2 多載波SPWM調(diào)制Fig.2 Multi-carrier SPWM strategies

2.2 單周期調(diào)制方法

根據(jù)表1和表2對(duì)有源中點(diǎn)箝位式五電平逆變器工作原理的分析，可以看出開(kāi)關(guān)管1和3，開(kāi)關(guān)管2和4具有相同的驅(qū)動(dòng)脈沖，開(kāi)關(guān)管1和2，開(kāi)關(guān)管5和6，開(kāi)關(guān)管7和8為互補(bǔ)開(kāi)關(guān)對(duì)。對(duì)表1和表2化簡(jiǎn)后可以得到表3。

表3 簡(jiǎn)化后的開(kāi)關(guān)狀態(tài)Tab.3 Simplified on-off state

由表3可知要實(shí)現(xiàn)對(duì)五電平逆變器的控制，只需要3路獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。為區(qū)分輸出電平為E、0、-E各自的2個(gè)冗余電平，分別定義為E′、E″、0＋、0-、-E′、-E″。從表3可以看出功率開(kāi)關(guān)管S1在輸出正電平時(shí)是常開(kāi)的，而在輸出負(fù)電平時(shí)是常關(guān)的，因此功率開(kāi)關(guān)管S1的控制脈沖可以通過(guò)檢測(cè)參考波正負(fù)而得到，即參考波為正時(shí)S1的控制脈沖為高電平；反之則為低電平；而S5和S7的控制脈沖可以通過(guò)參考波和兩組三角載波的比較得到。

本文提出一種單周期調(diào)制方法，該方法采用2組互差180°的三角載波與參考波進(jìn)行比較，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)包含相鄰的2種電平狀態(tài)，其中E電平被均分為E′和E″，-E電平被均分為-E′和-E″。因?yàn)樵谙嗤妮敵鲭娏髑闆r下兩個(gè)冗余電平分別為充電狀態(tài)和放電狀態(tài)，所以在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)對(duì)飛跨電容的充電和放電過(guò)程，從而減小飛跨電容的電壓紋波。

單周期調(diào)制方法的驅(qū)動(dòng)波形如圖3所示。圖中G1、G5、G7分別為開(kāi)關(guān)管S1、S5、S7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，陰影部分為冗余電平作用時(shí)間。若三角載波取值為0～2E，則在參考波正半周的G5、G7驅(qū)動(dòng)信號(hào)為參考波與三角載波的比較結(jié)果，在參考波負(fù)半周的G5、G7驅(qū)動(dòng)信號(hào)為參考波加2E與三角載波的比較結(jié)果。

這種調(diào)制方式的優(yōu)點(diǎn)是：（1）一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)包含相鄰兩個(gè)電平，同時(shí)含有飛跨電容充電和放電狀態(tài)，有利于實(shí)現(xiàn)飛跨電容充、放電平衡，進(jìn)而可以控制飛跨電容電壓，減小電壓紋波；（2）參考波簡(jiǎn)單，容易通過(guò)參考波與三角載波比較的SPWM方法實(shí)現(xiàn)五電平輸出；（3）容易用DSP實(shí)現(xiàn)。

圖3 單周期調(diào)制方法的開(kāi)關(guān)狀態(tài)Tab.3 On-off state with single-cycle modulation

3 飛跨電容電壓的控制

在有源中點(diǎn)箝位式五電平逆變器的結(jié)構(gòu)中，由于各功率器件的參數(shù)差異導(dǎo)致飛跨電容充放電存在差異，而飛跨電容充放電必然會(huì)引起電壓波動(dòng)。由表3可知，在逆變器輸出E電平和-E電平時(shí)，飛跨電容會(huì)進(jìn)行充放電，進(jìn)而導(dǎo)致飛跨電容電壓的波動(dòng)，飛跨電容電壓波動(dòng)又會(huì)影響逆變器輸出電壓波形和功率器件承受的電壓。所以對(duì)飛跨電容電壓進(jìn)行控制非常必要［14］。

對(duì)飛跨電容電壓控制的基本思路是，輸出電壓E和-E分別對(duì)應(yīng)兩種狀態(tài)，一種是充電狀態(tài)，一種是放電狀態(tài)。輸出電壓E或-E總的作用時(shí)間是由當(dāng)前參考波確定的，在上述電平輸出時(shí)間里可以控制其充電狀態(tài)和放電狀態(tài)作用時(shí)間，從而使電容電壓達(dá)到穩(wěn)定。

本文提出在控制策略中設(shè)置一個(gè)充電因子，通過(guò)檢測(cè)到的飛跨電容電壓調(diào)節(jié)充電因子來(lái)達(dá)到飛跨電容電壓穩(wěn)定控制。當(dāng)檢測(cè)到的飛跨電容電壓高于給定的基準(zhǔn)值時(shí)，調(diào)整充電因子為負(fù)，使飛跨電容充電時(shí)間減少，同時(shí)飛跨電容的放電時(shí)間得到增加，使飛跨電容電壓達(dá)到穩(wěn)定。反之，如果檢測(cè)到的飛跨電容電壓低于給定的基準(zhǔn)值時(shí)，調(diào)整充電因子為正，使飛跨電容充電時(shí)間增加，飛跨電容放電時(shí)間減少，最終達(dá)到飛跨電容電壓穩(wěn)定。

設(shè)δ為充電因子，Ref為調(diào)制波，以2E電平與E電平切換為例分析充電因子的作用機(jī)制。根據(jù)電平作用伏秒平衡原理有

式中：T2E為2E電平作用時(shí)間；TE為E電平作用時(shí)間；Ts為S5、S7功率器件PWM開(kāi)關(guān)周期，即

聯(lián)立式（1）、式（2），得

加入充電因子后，E′、E″的作用時(shí)間分別為

式中，IL為電感電流。其中，

同理，E電平與0電平切換、0電平與-E電平切換、-E電平與-2E電平切換，均可得到與式（4）相同的控制規(guī)則。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)研究

4.1 仿真結(jié)果及分析

本文采用Matlab軟件進(jìn)行仿真。仿真系統(tǒng)參數(shù)如下：直流側(cè)電壓為700 V，飛跨電容為2 400 μF，飛跨電容電壓基準(zhǔn)值175 V，開(kāi)關(guān)頻率為8 kHz，電網(wǎng)電壓220 V，電網(wǎng)頻率為50 Hz，并網(wǎng)功率為5 kW。五電平逆變器運(yùn)行在工頻50 Hz工況下輸出Van仿真波形如圖4所示；并網(wǎng)電流波形為正弦波，如圖5所示；未加充、放電平衡策略時(shí)的飛跨電容電壓波形如圖6所示，由于各IGBT導(dǎo)通壓降、開(kāi)關(guān)時(shí)間存在差異，在未加入平衡策略時(shí)飛跨電容電壓不受控；加入平衡策略時(shí)飛跨電容電壓波形如圖7所示。仿真以母線電壓的1/4作為飛跨電容電壓給定，以飛跨電容電壓作為反饋，經(jīng)過(guò)PI控制器輸出充電因子，以式（4）的控制規(guī)律調(diào)節(jié)充、放電狀態(tài)的作用時(shí)間。由圖7看出加入平衡策略后飛跨電容電壓穩(wěn)定在175 V附近，電壓波動(dòng)約為2 V。

圖4 逆變器輸出電壓的仿真波形Tab.4 Simulation waveform of output voltage of inverter

圖5 并網(wǎng)相電流波形Tab.5 Grid-connected phase current waveform

圖6 未加平衡控制的飛跨電容電壓波形Tab.6 Flying capacitor voltage waveform without balance control

圖7 加入平衡控制的飛跨電容電壓波形Tab.7 Flying capacitor voltage waveform with balance control

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

單相有源中點(diǎn)箝位式五電平逆變器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的主要技術(shù)參數(shù)與上述仿真參數(shù)相同。圖8為逆變器輸出電壓及并網(wǎng)電流波形，其中CH1為逆變器輸出5電平電壓波形，CH2為并網(wǎng)電流波形，CH3為電網(wǎng)電壓波形。

圖8 逆變器輸出5電平及并網(wǎng)電流波形Tab.8 Wareforms of five-level output voltage and grid-connected current

圖9 飛跨電容電流及飛跨電容電壓波形Tab.9 Waveforms of flying capacitor current and voltage

圖9為飛跨電容電流及飛跨電容電壓波形，其中CH1為直流母線電壓，CH2為飛跨電容電流，CH3為飛跨電容電壓。

5 結(jié)語(yǔ)

本文研究了有源中點(diǎn)箝位式ANPC五電平逆變器的調(diào)制方法和飛跨電容充、放電平衡問(wèn)題。文章分析了ANPC型五電平逆變器開(kāi)關(guān)狀態(tài)與輸出電平的關(guān)系，得出單周期SPWM調(diào)制方法。該調(diào)制方法便于利用DSP的PWM模塊生成驅(qū)動(dòng)控制脈沖，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)逆變器輸出含相鄰2個(gè)電平，同時(shí)含有飛跨電容充電、放電2個(gè)狀態(tài)，通過(guò)加入充電因子控制充、放電狀態(tài)作用時(shí)間，在不影響輸出電平的前提下實(shí)現(xiàn)了飛跨電容電壓的控制，且飛跨電容電壓波動(dòng)小。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文提出的調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略的正確性。

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Research on Modulation Method of ANPC Five-level Inverter and Control Strategy of Flying Capacitor Voltage

ZHANG Hanghang1，LIU Xiaogang2，ZHANG Xintao2，ZHANG Lei2，LIANG Huanying2
（1.College of Electrical＆Information Engineering Shanxi University of Science＆Technology，Xi′an 710021；2.TBEA Xinjiang Sunoasis Co.Ltd.，Urumqi 830011）

The relationship between the on-off state and output level of active neutral point clamped（ANPC）five-level inverter is analyzed in this paper.Additionally，a single-cycle modulation method which concerning with accomplishing effective level and the charging-discharging of flying capacitor during one switching period is raised.In order to control the voltage of flying capacitor，a charging factor used to adjust the operating time of chargingdischarging state is proposed to add into the modulation strategy of this paper.Hence，the closed loop control of flying capacitor voltage is achieved via detecting the voltage of flying capacitor and regulating the charging factor in real time.Finally，the single-cycle sinusoidal pulse width modulation（SPWM）method and the control tactic of flying capacitor voltage are simulated and researched，the validity of this SPWM means and control strategy is verified simultaneously.

active neutral point clamped（ANPC）；five-level inverter；sinusoidal pulse width modulation（SPWM）；flying capacitor；charging factor

張航航（1986-），女，碩士研究生，初級(jí)工程師，研究方向：電力電子與新能源發(fā)電技術(shù)，E-mail：zhh9072@163.com；

劉小剛（1982-），男，碩士研究生，中級(jí)工程師，研究方向：電力電子與電力傳動(dòng)，E-mail：93683310@qq.com；

張新濤（1980-），男，本科，中級(jí)工程師，研究方向：光伏并網(wǎng)逆變器，E-mail：1377201812@163.com；

張磊（1979-），男，博士研究生，高級(jí)工程師，研究方向：光伏并網(wǎng)逆變器控制策略，E-mail：oasis.Lei.zhang@gmail；

梁歡迎（1979-），通信作者，女，碩士研究生，中級(jí)工程師，研究方向：光伏并網(wǎng)逆變器技術(shù)，E-mail：lianghying@163.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.1.67

：TM 461

：A

2014-09-17

國(guó)家高技術(shù)研究發(fā)展（863）計(jì)劃（2011AA05A305）

Project Supported by National High-tech R＆D Program of China（863Program）（2011AA05A305）］