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        一種低輸入紋波電流的直流變換器

        2014-12-28 06:15:46黃慶義謝仁踐歐應(yīng)陽(yáng)
        電源學(xué)報(bào) 2014年1期
        關(guān)鍵詞:前級(jí)全橋紋波

        黃慶義,謝仁踐,歐應(yīng)陽(yáng)

        (亞德諾半導(dǎo)體技術(shù)(上海)有限公司,廣東 深圳518048)

        引言

        隨著移動(dòng)通信技術(shù)的發(fā)展,目前我國(guó)已經(jīng)悄然進(jìn)入了4G時(shí)代,以中國(guó)移動(dòng)為主導(dǎo)的TD-LTE(Time Division Long Term Evolution分時(shí)長(zhǎng)期演進(jìn))技術(shù)開始全面鋪開。TD-LTE是TDD版本的LTE技術(shù),它將大大提高目前的上網(wǎng)速度,使無(wú)處不在的高速上網(wǎng)成為可能。隨著上網(wǎng)速度的提高,移動(dòng)數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的增長(zhǎng),TDD移動(dòng)通信設(shè)備對(duì)電源的要求也越來(lái)越高。由于TDD的負(fù)載在不斷的跳變,使得電源的輸入電流紋波急劇增大,普通的單級(jí)全橋變換器已經(jīng)很難滿足這種要求。本文提出了一種雙級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),使得電源在負(fù)載持續(xù)不斷的跳變時(shí),輸入紋波電流依然較小。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)減小了輸入電解電容的容值,從而減小了整個(gè)電源的體積,提高了電源的功率密度和可靠性。

        1 單級(jí)直流變換器

        在目前的通信電源應(yīng)用中,大多數(shù)電源都采用如圖1所示的單級(jí)全橋變換器。其中Q1-Q4組成原邊的全橋電路,Q5-Q6組成副邊的同步整流電路,T1為隔離變壓器,L1為輸出電感。

        圖1 單級(jí)全橋變換器

        這種單級(jí)全橋變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單,它通常采用一個(gè)電壓環(huán)控制就可以使整個(gè)系統(tǒng)具有較強(qiáng)的穩(wěn)定性。但是這種單級(jí)拓?fù)湓谳敵鲭娏鲃×易兓臅r(shí)候,輸入的電流也會(huì)跟著劇烈變化,有的時(shí)候甚至?xí)斐奢斎腚娏鞯恼袷帲@無(wú)疑會(huì)加大輸入電流的紋波,降低輸入電解電容的壽命,增加線路的損耗,同時(shí)也會(huì)增加EMC濾波器的體積,增加電解電容的容值,從而增大整個(gè)電源的體積。

        為了在輸出負(fù)載劇烈跳變時(shí)能夠減小輸入電流的紋波,本文提出了一種雙級(jí)的變換器結(jié)構(gòu)[1~6],其中前級(jí)由升壓電路構(gòu)成,后級(jí)由全橋變換器構(gòu)成。該變換器能夠在輸出負(fù)載劇烈跳變時(shí),大大降低輸入電流的紋波,減少輸入電解電容的容值,提高電解電容的壽命,減小輸入濾波器的體積,提高電源的功率密度。

        2 變換器工作原理

        2.1 變換器的結(jié)構(gòu)

        該變換器分為前級(jí)和后級(jí),具體的電路結(jié)構(gòu)如圖 2 所示。 其中前級(jí)變換器由 L1,Q1,D1,C2組成。 該級(jí)變換器采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的控制方式,一方面將輸入電壓升高到Vbus的母線電壓,另一方面使輸入電流跟蹤輸入電壓,當(dāng)輸出的負(fù)載電流劇烈變化時(shí),該變換器能夠控制輸入電流,使輸入電流跟隨輸入電壓(輸入電壓為穩(wěn)定的直流電壓),從而使得輸入電流的紋波變得很小。該變換器的后級(jí)由Q2,Q3,Q4,Q5,Q6,Q7,T1,C3組成一個(gè)開環(huán)的全橋變換器,它將變換器的母線電壓Vbus轉(zhuǎn)換成所需的直流電壓Vo。該級(jí)變換器的后級(jí)與圖1所示的全橋變換器有所不同,在圖1中的全橋變換器的輸出有一個(gè)較大的續(xù)流電感,而該級(jí)變換器的輸出沒有輸出電感,取而代之的是一個(gè)電容。該級(jí)變換器的控制采用固定占空比的控制方式,將Vbus的母線電壓經(jīng)過變壓器隔離以后轉(zhuǎn)換為輸出電壓Vo。該變換器后級(jí)相當(dāng)于是一個(gè)不調(diào)制的開環(huán)隔離型直流變換器。在變換器工作時(shí),變換器前級(jí)的頻率為后級(jí)頻率的兩倍,這樣使得前后兩級(jí)產(chǎn)生的紋波頻率一致,避免因?yàn)轭l率不一樣而產(chǎn)生輸出紋波拍頻的情況[7~12]。

        2.2 變換器工作狀態(tài)

        變換器的整個(gè)工作狀態(tài)可以分成四個(gè)階段,具體的工作時(shí)序如圖3所示。

        2.2.1 變換器的工作狀態(tài)1

        圖2 低輸入紋波電流的雙級(jí)變換器

        圖3 變換器工作時(shí)序圖

        在t0-t1時(shí)刻,Q1開通,D1關(guān)斷。輸入電流流經(jīng)C1,L1和Q1,電感L1兩端電壓等于輸入電壓,電感L1開始儲(chǔ)能,電感電流線性上升。此時(shí)D1關(guān)斷,Vbus處于放電狀態(tài),輸出Vo的能量由Vbus提供。同時(shí)Q2和Q5開通,SW1點(diǎn)電壓等于Vbus,SW2點(diǎn)電壓等于零,變壓器T1開始向副邊傳遞能量。直流電壓Vbus經(jīng)過Q2和Q5斬波以后轉(zhuǎn)變成脈動(dòng)的交流電,該交流電經(jīng)過變壓器T1,將脈動(dòng)的交流信號(hào)傳遞到副邊,此時(shí)變壓器同名端相對(duì)地的電壓為正電壓,Q7開通,輸出電流流經(jīng)變壓器中心抽頭后,經(jīng)過電容C3和Q7,最后流回變壓器。輸出的交流電經(jīng)過輸出電容濾波后轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷鞯妮敵鲭妷篤o。變換器的工作狀態(tài)如圖4所示。

        2.2.2 變換器的工作狀態(tài)2

        在t1-t2時(shí)刻,Q1關(guān)斷,D1開通。輸入電流流經(jīng)C1,L1,D1和 C2,電感 L1兩端電壓等于輸入電壓減去Vbus的電壓,電感L1開始放電,電感電流線性下降。此時(shí)D1開通,Vbus處于充電狀態(tài),輸出Vo的能量由Vin提供。同時(shí)Q2和Q5開通,SW1點(diǎn)電壓等于輸入電壓,SW2點(diǎn)電壓等于零,變壓器T1開始向副邊傳遞能量,此時(shí)變壓器同名端相對(duì)地的電壓為正電壓,Q7開通,輸出電流流經(jīng)變壓器中心抽頭后,流經(jīng)C3和Q7,最后流回變壓器。變換器的工作狀態(tài)如圖5所示。

        圖4 變換器工作狀態(tài)1

        2.2.3 變換器的工作狀態(tài)3

        在t2-t3時(shí)刻,Q1開通,D1關(guān)斷。輸入電流流經(jīng)C1,L1和Q1,電感L1兩端電壓等于輸入電壓,電感L1開始儲(chǔ)能,電感電流線性上升。此時(shí)D1關(guān)斷,Vbus處于放電狀態(tài),輸出Vo的能量由Vbus提供。同時(shí)Q3和Q4開通,SW2點(diǎn)電壓等于Vbus,SW1點(diǎn)電壓等于零,變壓器T1開始向副邊傳遞能量,此時(shí)變壓器同名端相對(duì)地的電壓為負(fù)電壓,Q6開通,輸出電流流經(jīng)變壓器中心抽頭后,流經(jīng)C3和Q6,最后流回變壓器。變換器的工作狀態(tài)如圖6所示。

        圖5 變換器工作狀態(tài)2

        圖6 變換器工作狀態(tài)3

        2.2.4 變換器的工作狀態(tài)4

        在t3-t4時(shí)刻,Q1關(guān)斷,D1開通。輸入電流流經(jīng)C1,L1,D1和 C2,電感 L1兩端電壓等于輸入電壓減去Vbus的電壓,電感L1開始放電,電感電流線性下降。此時(shí)D1開通,Vbus處于充電狀態(tài),輸出Vo的能量由Vin提供。同時(shí)Q3和Q4開通,SW2點(diǎn)電壓等于Vbus,SW1點(diǎn)電壓等于零,變壓器T1開始向副邊傳遞能量,此時(shí)變壓器同名端相對(duì)地的電壓為負(fù)電壓,Q6開通,輸出電流流經(jīng)變壓器中心抽頭后,流經(jīng)C3和Q6,最后流回變壓器。變換器的工作狀態(tài)如圖7所示。

        圖7 變換器工作狀態(tài)4

        3 變換器的小信號(hào)模型

        3.1 電流環(huán)傳遞函數(shù)

        將PWM三端開關(guān)器件電路模型應(yīng)用到該雙級(jí)變換器的電路中,采用準(zhǔn)靜態(tài)分析方法,就可得到CCM(電流連續(xù)模式)模式下變換器的小信號(hào)等效電路模型,如圖8所示。

        對(duì)該電路列KVL,KCL的方程

        其中Vin為輸入電壓,in為輸入電壓的變化量,L為前級(jí)變換器的電感,IL為前級(jí)變換器的電感電流,L為電感電流的變化量,Vo為輸出電壓通過變壓器匝比折算到原邊的電壓,D為變換器的占空比,o為輸出電壓的變化量,C為變換器的等效輸出電容,R為變換器的等效輸出負(fù)載。在穩(wěn)態(tài)時(shí)變換器的等效方程如下

        聯(lián)立上述(1)式和(2)式,假設(shè)輸入不變,并經(jīng)

        圖8 變換器電流環(huán)等效電路

        過拉氏變換,可得電流環(huán)傳遞函數(shù)Gid(s)為

        3.2 電壓環(huán)傳遞函數(shù)

        假設(shè)變換器中的器件為理想器件,線路中沒有損耗,變換器的輸入功率等于輸出功率,輸入電流完全跟蹤輸入電壓,則有:

        式中:k為輸入電壓的比例因子;Vc為電壓補(bǔ)償器的輸出量;kff為輸入電壓前饋增益;Kin為輸入電壓的增益;Vin_rms為輸入電壓的有效值。聯(lián)立式(4)和(5)兩式,加入小信號(hào)的變化量并線性化方程,可以得到電壓環(huán)的小信號(hào)方程,如下所示。

        圖9 變換器電壓環(huán)等效電路

        其中

        根據(jù)電壓環(huán)的小信號(hào)模型,可得電壓環(huán)的傳遞函數(shù)Gvc(s)如下:

        4 變換器的控制方法

        該變換器采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方式,變換器的控制框圖如圖10所示。輸出電壓與參考電壓Vref進(jìn)行比較后,將誤差信號(hào)通過光耦傳遞到原邊,誤差信號(hào)經(jīng)過電壓環(huán)的補(bǔ)償HVC后,做一個(gè)乘法運(yùn)算,運(yùn)算的輸出做為電流環(huán)的參考信號(hào),使輸入電流跟蹤這個(gè)參考信號(hào)。其中電壓環(huán)的帶寬比較低,電流環(huán)的帶寬比較高。這樣使得輸出電壓的紋波不會(huì)注入電壓環(huán),從而影響電流環(huán)的參考信號(hào),使得輸入電流不跟蹤輸入電壓。

        圖10 變換器控制框圖

        圖中Kin為輸入電壓的增益,Ki為輸入電流的增益,HVC為電壓環(huán)的補(bǔ)償器,HiC為電流環(huán)的補(bǔ)償器。該變換器采用原邊的控制方法,將控制器放在原邊,輸出的電壓信號(hào)經(jīng)過線性光耦隔離后,傳到原邊, 原邊 Q1,Q2,Q3,Q4和 Q5的 PWM 信號(hào)由控制器直接控制,不需要進(jìn)行隔離,Q6和Q7的PWM控制信號(hào)需要經(jīng)過光耦隔離后輸?shù)礁边?,?jīng)過驅(qū)動(dòng)器后驅(qū)動(dòng) Q6和 Q7[13~15]。

        5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

        圖2 所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在一個(gè)240 W的直流變換器上得以驗(yàn)證。該變換器的輸入電壓為36~60 V,輸出電壓為12 V,總功率為240 W。該變換器采用DSP數(shù)字控制器,先將36~60 V的輸入電壓變換成72 V的母線電壓,再利用開環(huán)的全橋變換器將72 V的母線電壓轉(zhuǎn)變?yōu)?2 V的輸出電壓,其中全橋變換器的變壓器磁芯為ER30,變壓器的變比為6:1,Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6,Q7的型號(hào)為 IPD068N10N3G,D1的型號(hào)為 VB40100C,L1的電感量為 1 mH,Q1,Q6,Q7的驅(qū)動(dòng)器為 ADP3654,Q2,Q3,Q4,Q5的驅(qū)動(dòng)器為UCC27201,變換器前級(jí)的開關(guān)頻率為200 kHz,后級(jí)的開關(guān)頻率為100 kHz。當(dāng)輸出負(fù)載劇烈跳變時(shí),72 V的母線電壓也會(huì)跟著劇烈變化,這時(shí)采用雙環(huán)的控制方法,控制輸出電壓和輸入電流,使輸入電流跟隨輸入電壓,從而大大減少了輸入電流的紋波。

        圖11 所示為只有單級(jí)全橋變換器工作時(shí)的波形,此時(shí)前級(jí)的升壓電路沒有工作。其中CH1為前級(jí)升壓電路的驅(qū)動(dòng)電壓波形,此時(shí)驅(qū)動(dòng)電壓為零,升壓電路不工作。CH2為輸出電壓波形,CH3為輸出電流波形,它以2.5 A/μs的速度從5 A跳變20 A,再?gòu)?0 A跳變回5 A,跳變的間隔為10 ms。CH4為輸入電流波形。從圖上可以看出,在傳統(tǒng)的單級(jí)全橋變換器的控制下,輸出電壓隨輸出電流的變化相對(duì)變化較小,因?yàn)檩敵鲭妷涸陔妷涵h(huán)的控制下將輸出電壓控制在一個(gè)穩(wěn)定的值。然而CH4的輸入電流隨著CH3輸出電流的變化而劇烈變化,從圖上可以看出,在只有單橋全橋變換器工作的時(shí)候,輸入電流的紋波達(dá)到6 A左右,這將大大降低輸入電解電容的壽命,降低電源的可靠性。

        圖11 單級(jí)全橋變換器的輸入電流紋波

        圖12 雙級(jí)變換器的輸入電流紋波

        圖12 所示為雙級(jí)變換器工作時(shí)的波形。其中CH1為前級(jí)升壓電路的驅(qū)動(dòng)電壓波形,從圖上可以看出此時(shí)前級(jí)升壓電路處于工作狀態(tài)。CH2為輸出電壓波形,CH3為輸出電流波形,它以2.5 A/μs的速度從5 A跳變20 A,再?gòu)?0 A跳變回5 A,跳變的間隔為10 ms,CH4為輸入電流波形。從圖上可以看出,當(dāng)輸出電流做大動(dòng)態(tài)的劇烈跳變時(shí),不但輸出電壓的變化很小,而且輸入電流的紋波也很小。當(dāng)兩級(jí)變換器工作時(shí),輸入電流的紋波電流只有1 A左右,這將大大提高輸入電解電容的壽命,同時(shí)也提高了電源的可靠性。

        6 結(jié)論

        單級(jí)全橋變換器在輸出負(fù)載做大動(dòng)態(tài)的劇烈跳變時(shí),很難降低輸入電流的紋波。本文提出雙級(jí)的直流變換器,通過控制輸出電壓和輸入電流,不僅能使輸出電壓穩(wěn)定在一個(gè)恒定的值,而且當(dāng)負(fù)載做大動(dòng)態(tài)的跳變時(shí),也能控制輸入電流,使輸入電流的紋波大大降低,從而減小了輸入電解電容的容量,減小了電源的體積,提高了電源的可靠性。

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