周晶晶 ，龐方杰 ，湯天浩

（1.上海海事大學(xué)物流工程學(xué)院電氣自動化系，上海 201306；2.英飛凌科技(中國)有限公司，上海201203）

引言

傳統(tǒng)汽車電源的直流電主要來自發(fā)電機，具有體積大、重量重、效率低等缺點?，F(xiàn)在電動汽車使用DC-DC變換器直接從高壓電池側(cè)取電。動力汽車中的高電壓、高電流給功率變換器帶來了很多技術(shù)問題：高壓隔離、潛在的電磁干擾、尺寸大、散熱與高成本等[1]。

鑒于上述問題，電動汽車中需要具有隔離傳輸、高可靠性、低EMI等特點的DC-DC變換器。ZVS移相全橋DC-DC變換器利用電路寄生元件實現(xiàn)器件零電壓開關(guān)[2]，允許高工作頻率，降低開關(guān)損耗，實現(xiàn)高功率密度。同時，由于實現(xiàn)軟開關(guān)，降低了電路中功率器件的開關(guān)應(yīng)力，提高了系統(tǒng)的可靠性，適合寬電壓以及寬負載調(diào)節(jié)。

移相全橋變換需要功率MOSFET體二極管先導(dǎo)通，使漏極電壓降到0再開通器件來實現(xiàn)ZVS。有研究發(fā)現(xiàn)，在ZVS過程中，器件的體二極管反向恢復(fù)特性差可能會引起器件失效[3]；如果采取外加更快速體二極管來提高反向恢復(fù)能力，但會增加電路成本和復(fù)雜性，也將引起額外的損耗，降低了系統(tǒng)效率；文獻[4]提出了移相全橋變換器中MOSFET的失效模式，并以超前下管為例，認為體二極管在漏源極電壓上升之前，如果沒有完成反向恢復(fù)，可能引起體二極管阻斷失敗，殘余的電荷會引起dv/dt，觸發(fā)MOSFET內(nèi)部BJT引起器件損壞。然而該文僅作了分析，并沒有給出實際失效情況，以及對具有普通體二極管與快速體二極管的MOSFET進行對比。

本文研究了ZVS移相全橋DC-DC變換器，采用MOSFET作為的主電路開關(guān)器件，發(fā)現(xiàn)在移相全橋初級開關(guān)管之間的控制脈沖延時時間，可能會因某個脈沖微調(diào)參數(shù)丟失引起個別脈沖導(dǎo)通延遲的現(xiàn)象。如果其開關(guān)器件體二極管反向恢復(fù)時，不能及時清除內(nèi)部載流子，可能造成器件出錯損壞，進而引起系統(tǒng)工作失效。

本文詳細分析了MOSFET內(nèi)部體二極管在反向恢復(fù)中可能出現(xiàn)的失效機理，進而比較了體二極管開關(guān)速度對器件延時導(dǎo)通的影響，發(fā)現(xiàn)快速恢復(fù)二極管能有效克服開關(guān)器件的延時導(dǎo)通。

因而在ZVS移相全橋初級變換電路中使用CFDA-MOSFET作為開關(guān)器件，具有反向恢復(fù)時間短、反向恢復(fù)電荷小、導(dǎo)通電阻小的特點。實驗表明，在車用高壓到低壓ZVS移相全橋變換器中使用車規(guī)認證的快恢復(fù)MOSFET，有助于DC-DC變換器系統(tǒng)更加穩(wěn)定可靠且效率更高。

1 ZVS移相全橋工作原理

移相全橋ZVS的主電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，由全橋逆變器和輸出整流濾波兩部分組成。圖中Vin為輸入直流電壓，二極管D1-D4分別是S1-S4的內(nèi)部體二極管。電容C1-C4分別是S1-S4的輸出電容。電感L1是變壓器的漏感和外部串聯(lián)諧振電感之和。T為變壓器，SR1-SR4是副邊同步整流的開關(guān)管，L2和CR為副邊濾波電感以及濾波電容。LOAD即負載。 S1、S3為滯后橋臂，S2、S4為超前橋臂。

圖1 移相全橋主電路拓撲

1.1 基本工作原理

通過控制原邊四個開關(guān)管S1-S4的導(dǎo)通，在AB點得到一個幅值為Vin的交流方波電壓。經(jīng)過變壓器變比轉(zhuǎn)換，在變壓器的副邊得到一個幅值為Vin/K的交流方波，其中K=N：1，再經(jīng)過SR1-SR4的整流在CD點得到一個脈寬為Ton直流方波，其幅值同樣為Vin/K，經(jīng)過L2和CR的濾波，最后在輸出負載LOAD上得到一個平滑的直流電壓。其幅值為×D，其中占空比，T為開關(guān)周期[5]。

1.2 工作時序分析

ZVS移相全橋電路的工作波形時序如圖2所示，一共有12個階段，兩種狀態(tài)：主動狀態(tài)：對角開關(guān)管導(dǎo)通，如S1+S4或S2+S3；被動狀態(tài)：母線同側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通，如S1+S2或S3+S4。前六個階段和后六個階段類似，能量在主動狀態(tài)下傳輸[6]。

1.3 ZVS實現(xiàn)條件

在移相全橋拓撲電路中，零電壓開通是通過變壓器的漏感或者串聯(lián)電感與開關(guān)器件的輸出電容諧振實現(xiàn)的。根據(jù)移相全橋的基本特性可知，滯后橋臂相對超前橋臂比較難實現(xiàn)ZVS[7]。

圖2 移相全橋電路工作時序

滯后橋臂S1、S3實現(xiàn)ZVS的條件是：

式中：Ip1為 S1，S3開通關(guān)斷時的原邊電流；L1為原邊漏感和外串電感之和；Ctr為變壓器繞組電容。

超前橋臂S2、S4實現(xiàn)ZVS的條件是：

其中，Ip為 S2，S4開通關(guān)斷時的原邊電流；L2p為副邊濾波漏感反射到原邊的電感。

2 原邊器件失效機理分析

2.1 導(dǎo)通延遲現(xiàn)象描述

在移相全橋的運行過程中，若ZVS條件能夠滿足，則開關(guān)管可實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)。即先有漏極電壓降為0，然后才有柵極電壓開始上升，波形如圖3（a）所示。若負載較小，ZVS條件不能滿足，則開關(guān)管工作在硬開關(guān)或者部分軟開關(guān)狀態(tài)，即有柵極電壓在經(jīng)歷米勒平臺后，接下來有漏極電壓開始下降，波形如圖 3（b）所示。

實際系統(tǒng)中，采用原邊電流形成閉環(huán)并作為延時時間的微調(diào)參數(shù)，可能會由于電流傳感器以及采樣電路器件的原因引起某個脈沖的延時時間中微調(diào)參數(shù)的丟失，從而導(dǎo)致單個脈沖的導(dǎo)通延遲現(xiàn)象，比如 S1，S3的延時參數(shù)為 TAB[8]。

圖3 滯后橋臂開關(guān)管正常波形

其中，RAB，KA均為常數(shù)，CS是電流傳感器感應(yīng)過來經(jīng)過轉(zhuǎn)換后的電壓，作為實時的延時微調(diào)參數(shù)。如果在某個脈沖的時候，CS丟失為0,則會引起TAB的增加，即個別脈沖導(dǎo)通延遲現(xiàn)象。如圖4（a）黑圈所示，圖4（b）為黑圈的放大部分。

可以發(fā)現(xiàn)除了圈中S3的漏源極電壓降到零，管子仍然沒有開通之外，其余的脈沖都正常實現(xiàn)ZVS開通。這種現(xiàn)象對本身就難以實現(xiàn)ZVS的滯后橋臂影響更大，在諧振谷開通可以實現(xiàn)ZVS，但是延遲滯后，就使滯后管直接工作硬開關(guān)狀態(tài)下，更加考驗器件體二極管的反向恢復(fù)能力。

2.2 器件失效分析

結(jié)合上述實際工作波形，圖5給出了軟開關(guān)條件下，開關(guān)管延時開通時的電路的工作模態(tài)。T是變壓器，副邊簡略未畫。其中虛線為S1出錯的內(nèi)部電流走向。首先S1，S2導(dǎo)通，也就是圖5中（1）表示的路線，iDS1正向流， 回路為 S1、T、S2； 然后 S1關(guān)斷，C1開始充電，C3放電，iD1由正向開始下降，當iDS1下降到0的時候，S3仍然沒有開通，電流變負經(jīng)過S1的體二極管 D1并使其導(dǎo)通，回路為 S2、T、D1，也就是圖5 中（2）；iDS1電流負向，這時候打開 S3，有反向電壓加在D1上，強制對D1的電流進行換向，如圖5中（3）。

圖4 滯后橋臂開關(guān)管脈沖延遲現(xiàn)象

體二極管上的反向電壓會在清除二極管中的剩余載流子的同時，產(chǎn)生反向恢復(fù)電流尖峰，并造成電壓電流的振蕩。

圖5 開關(guān)管延時開通下的模態(tài)分析

2.3 改善器件失效的措施

通過上述分析，體二極管影響器件的失效主要和器件體二極管的dv/dt耐用性及剩余載流子數(shù)量，即器件的反向恢復(fù)特性（Irrm，trr），換流有關(guān)。

現(xiàn)如今有很多辦法去改善體二極管的問題[3，9]，比如遏制MOSFET本身體二極管的導(dǎo)通，而并聯(lián)更快的快恢復(fù)二極管或者增加其他器件來縮短反向恢復(fù)的時間。不過這些方法增加了成本的同時，也使得系統(tǒng)結(jié)構(gòu)變的復(fù)雜，而且增加的器件也會引起額外的消耗，降低整個系統(tǒng)的效率。

所以，系統(tǒng)中改善體二極管引起損壞的有效途徑是：器件本身體二極管的反向恢復(fù)時間短，反向恢復(fù)電流尖峰和電壓尖峰都比較小，而且換流耐用性高、內(nèi)阻低等。

英飛凌650V COOLMOS CFDA是高壓功率MOSFET創(chuàng)新性的技術(shù)，其設(shè)計基于超級結(jié)（SJ）原理[10]。它包含了SJ MOSFET所有的優(yōu)點，同時具有極快速體二極管。擁有非常低的開關(guān)損耗，換向損耗以及導(dǎo)通損耗，穩(wěn)定性高，具有自限制dv/dt及di/dt能力，并通過汽車行業(yè)的AEC-Q101認證。這些特點使COOMOS在諧振開關(guān)應(yīng)用中更加可靠、高效、輕便并且散熱更好。

3 實驗系統(tǒng)介紹及結(jié)果

3.1 系統(tǒng)介紹

現(xiàn)采用英飛凌IPW65R080CFDA作為ZVS移相全橋變換器原邊的開關(guān)器件，設(shè)計一款用于電動汽車高壓到低壓的DC-DC變換器，系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖如圖6所示。變換器的系統(tǒng)參數(shù)如表1。

整個系統(tǒng)保證在800 W的時候，滯后橋臂能實現(xiàn)ZVS。據(jù)上述分析，滯后橋臂的下管比較難實現(xiàn)ZVS，尤其在輕載條件下更難實現(xiàn)ZVS，負載越大越容易實現(xiàn)ZVS，所以為保證輕載條件實現(xiàn)ZVS，往往在變壓器原邊串聯(lián)一個諧振電感用于存儲能量使輕載時能夠有足夠能量完成零電壓開關(guān)。

圖6 車用移相全橋DC-DC變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

表1 系統(tǒng)參數(shù)

Inverter模塊中使用器件的反向恢復(fù)電荷越低，反向恢復(fù)清除內(nèi)部載流子的速度也越快，反向恢復(fù)電流尖峰越小，反向恢復(fù)時間也越短，即減小了反向恢復(fù)過程，同時降低體二極管帶來的損耗，從而提高整個系統(tǒng)的效率[11]。CFDA具有極低的反向恢復(fù)電荷,下面用實驗說明帶有快速體二極管的CFDA在系統(tǒng)中可靠性方面的優(yōu)勢。

3.2 CFDA與C3在同平臺下的實驗結(jié)果

如前分析，移相全橋電路中出現(xiàn)滯后橋臂脈沖延遲開通的情況下，器件體二極管的性能直接影響器件的出錯甚至損壞，從而可能造成整個系統(tǒng)的崩潰。下面在移相全橋中分別使用新型帶有快速體二極管的CFDA與帶普通體二極管的C3，驗證帶有快速體二極管的CFDA在移相全橋中的優(yōu)勢。

實驗分別在移相全橋負載為400 W，800 W，1 200 W下對比兩種器件在異常情況下體二極管的反向恢復(fù)特性。圖7為400 W下波形，其中（a）為C3波形，（b）為CFDA的波形。圖8為800 W下波形，其中（a）為C3波形，（b）為 CFDA的波形。 圖9為 1 200 W 下波形，其中（a）為 C3 波形，（b）為 CF-DA的波形。

圖7 400W脈沖延遲時的波形

圖8 800W脈沖延遲時的波形

圖9 1 200W脈沖延遲時的波形

根據(jù)實驗波形，可以得到CFDA與C3不同功率下尖峰電流的測量值，如表2。

表2 不同功率下CFDA與C3的尖峰電流

在400 W與800 W負載情況下遇到異常波形時，C3反向恢復(fù)的尖峰電流明顯比CFDA的要大，當負載加到1 200 W的時候，同樣的平臺條件下，CFDA可以正常工作，而C3在這時候，由于體二極管中的載流子沒有及時清除，產(chǎn)生很多的振蕩波形，從而觸發(fā)了器件內(nèi)部BJT致使器件最終損壞,系統(tǒng)工作失效。

由上述實驗可知，CFDA的快速體二極管在反向恢復(fù)特性方面相對C3的優(yōu)勢。尤其在較高負載下出現(xiàn)脈沖延遲現(xiàn)象的時候，帶有快速體二極管的CFDA在較高負載下仍然可以正常工作，而帶有普通體二極管的C3卻不能穿越這種故障，CFDA甚至在2 kW的負載下也正常工作。可見CFDA在移相全橋中能夠穿越故障并減小器件失效幾率，提高了整個系統(tǒng)的可靠性。

4 結(jié)論

本文闡述了ZVS移相全橋拓撲在電動汽車高壓到低壓DC-DC變換器中的的優(yōu)勢，結(jié)合拓撲指出了移相全橋初級功率器件在出現(xiàn)開通延遲現(xiàn)象時由于體二極管性能差可能引起的一些失效機理，并且分析了失效機理和MOSFET體二極管的反向恢復(fù)時間，反向恢復(fù)電流尖峰，以及器件的換流耐用性的關(guān)系。實驗表明，英飛凌新型COOLMOS CFDA系列的高壓功率器件內(nèi)部體二極管反向恢復(fù)時間短，導(dǎo)通電阻小，而且換流耐用性強，可靠性高并且易于使用，變換器在使用了該功率器件后，可以在寬負載范圍內(nèi)降低改善器件失效情況，提高系統(tǒng)的可靠性。

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