蔣 燕，王朗珠，鄭 航

(1.重慶電力高等?？茖W校，重慶400053;2.金華市電力局，浙江金華321017)

隨著電力電子技術的發(fā)展，AC-DC功率變換器廣泛應用于計算機電源、通信電源、節(jié)能燈、LED照明系統(tǒng)、家用電器、電動機驅動變頻器、不間斷電源、工業(yè)電源等場合，由此產生的諧波污染和低功率因數問題也日趨嚴重［1］。功率因數校正(Power-Factor-Correction，PFC)，正是解決這一問題的一種有效方法。隨著功率等級的不斷提高，傳統(tǒng)單相Boost PFC受功率器件的選型、成本、體積、整機效率等因素的限制，無法滿足較大功率場合的應用［2-3］。將交錯并聯(lián)技術引入到Boost PFC中，能夠有效地降低輸入電流紋波，減少開關管的電流應力，提高功率變換器的功率密度和效率，適合在較大功率場合應用［4-5］。

Boost PFC電路不能由電壓跟隨控制方法得到，通常由采用的電壓、電流雙閉環(huán)控制得到［6-8］。根據PFC電路中電感電流是否連續(xù)，可將電路的工作模式分為三種:電流連續(xù)模式(CCM)、斷續(xù)工作模式(DCM)和臨界導通模式(CRM)。DCM無需檢測輸入電壓和電流，控制電路相對簡單，但在該模式下，開關管和二極管中的峰值電流遠大于平均電流，導通損耗很大，并且輸入EMI較大;CRM模式功率器件應力小，且不存在續(xù)流二極管反向恢復問題，但開關頻率會隨著輸入電壓和負載的變化而變化，峰值電流是平均電流的2倍，增加了PFC電感的設計難度。因此，CRM和DCM模式通常應用于小功率場合。CCM工作模式下電感電流連續(xù)，輸入輸出電流紋波小，EMI濾波器的設計容易，變換器中功率器件承受較低的電流應力和通態(tài)損耗。中、大功率應用場合的功率因數校正電路一般采用CCM模式。本文采用交錯并聯(lián)式連續(xù)導通模式PFC控制器實現兩級Boost PFC電路交錯運行［9］。

1 交錯并聯(lián)Boost PFC基本結構和電路特性

1.1 基本結構

兩相交錯并聯(lián)Boost PFC的電路結構如圖1所示。圖中，L1、L2為兩個量值相同的升壓電感，S1、S2為開關管，D1、D2均為整流二極管，C為輸出電容。L1、S1和D1構成了一個單相PFC支路;L2、S2和D2構成了另一個單相PFC電路;開關管S1、S2分別交錯導通，相互滯后1/2個開關周期，相位相差180°。

圖1 交錯并聯(lián)Boost PFC主電路

1.2 電路特性

1.2.1 電感電流紋波分析

與傳統(tǒng)單相Boost變換器相比，交錯并聯(lián)Boost PFC總的輸入電流等于各支路電感電流之和，當每個PFC支路所對應的電感電流上升和下降趨勢相反時，兩者疊加后相互抵消減小了輸入電流紋波。圖2為兩相交錯并聯(lián)Boost PFC中電感電流疊加圖。

圖2 兩相交錯Boost PFC電感電流疊加圖

圖2(a)所示是D＞0.5的情況。由圖可知，單支路電感電流周期是疊加后總的電感電流周期的2倍，其等效占空比為:

在D1階段，疊加后總的電感電流線性上升，此時輸入電壓vg等于電感電壓vL。

將兩式相加，得到疊加后的電感電流紋波，即為總的輸入電流紋波:

當令L1=L2=L時，可得到總的輸入電流紋波為:

同理，可得到D＜0.5時，總輸入電流紋波:

故由以上分析可以得到兩相交錯并聯(lián)Boost PFC中電感電流紋波比值:

由式(8)可知，K(D)始終小于1。當 D=0.5時，兩電感電流紋波相互抵消為零，其余時刻，輸入電流紋波也均小于單支路的電感紋波。

1.2.2 升壓電感分析

在兩相交錯并聯(lián)Boost PFC電路中，兩電感支路分攤總的輸入電流，所以各支路承擔總輸入電流的一半。而在相同功率下，傳統(tǒng)Boost PFC電路中，電感支路就承擔總的輸入電流。假設傳統(tǒng)Boost PFC的電感電流為I，則其電感中存儲的能量為:

在兩相交錯并聯(lián)Boost PFC電路中，各支路電感電流為I/2，則兩個電感中儲存的總能量為:

與傳統(tǒng)的Boost PFC相比，交錯并聯(lián)Boost PFC的另一個優(yōu)點是，可以減小磁芯的尺寸，從而縮小電感體積，提高了功率密度。

1.2.3 輸出電容電流分析

在單相Boost PFC和交錯并聯(lián)Boost PFC電路中，輸出電容電流的有效值與占空比的關系分別為:

由式(11)、(12)可知，交錯并聯(lián)電路輸出電容均方根電流只有單相電路的一半。因此，交錯并聯(lián)結構可以有效地減小輸出電容電流的有效值，同時也降低了電容電流應力，使PFC變換器的可靠性得到提升。

2 交錯PFC的控制原理

由交錯并聯(lián)Boost PFC電路分析可知，各支路相互獨立工作，兩路開關驅動信號相位相差180°，且導通時間相等，使總的輸入電流跟蹤輸入電壓，實現功率因數校正。圖3所示為基于平均電流控制的電壓、電流雙閉環(huán)反饋控制的原理框圖。

圖3 雙閉環(huán)控制原理框圖

其工作原理為:電壓環(huán)經分壓網絡采樣輸出電壓與電壓參考信號比較，經過電壓誤差放大器得到電壓誤差控制量，電壓誤差控制量與整流側輸入電壓正弦半波信號經乘法器運算得到綜合的電流參考信號。電流環(huán)將乘法器輸出的電流參考信號與采樣得到的電流信號相比較，經PI調節(jié)后作為調制信號，經PWM調節(jié)器分別與兩路交錯180°三角載波信號比較得到交錯的開關管驅動信號。在輸入電壓檢測時引入輸入電壓有效值的平方的倒數，目的是使電壓外環(huán)回路的增益不隨電網電壓有效值的變化，滿足輸入電壓較大變化范圍且保持輸入功率的恒定。從整流橋側取樣輸入電壓是為了使得電流參考信號相位跟隨整流后的電壓正弦半波。

在平均電流控制的PFC電路中，電流采樣值與電流參考信號比較后，經過電流誤差放大器得到的PWM調制信號，輸入到PWM調節(jié)器的同相輸入端，與三角波信號發(fā)生器的輸出信號比較后，控制開關管的占空比，使電感電流跟蹤電流參考信號，實現功率因數校正的目的。當電感電流上升時，PWM調節(jié)器的輸出占空比下降，從而減小電感電流;反之，則增大電感電流。當輸出電壓減小時，電壓誤差放大器的輸出將增大，導致乘法器輸出的參考電流增大，使電感電流也隨之增大，從而使得輸出電壓上升;反之，電感電流減小，輸出電壓下降。

3 仿真與實驗

3.1 仿真

在MATLAB中建立交錯并聯(lián)Boost PFC電路模型進行仿真分析。電路中的仿真參數如下:交流輸入電壓為50 Hz/220 V;輸出電壓為380 V;開關頻率為65 kHz;升壓電感值為300 μH;直流側輸出電容為1 410 μF;負載為60 Ω。仿真電路實現了交錯PFC的電路功能。圖4所示為輸入電壓與電流波形。由圖示可見，電路具有較高的功率因數校正效果。輸出電壓波形如圖5所示，輸出電壓紋波頻率為輸入電壓頻率的兩倍，輸出電壓在380 V上下波動，峰峰值約為6 V。兩個電感電流波形和輸入電流波形如圖6所示，從圖中可以看出，電感電流紋波相互疊加抵消，使輸入電流紋波減小。

圖4 輸入電壓和電流波形

3.2 實驗驗證

圖5 輸出電壓波形圖

圖6 電感電流紋波波形

根據仿真分析，設計搭建了一臺2.5 kW的交錯并聯(lián)Boost PFC實驗樣機。輸入電壓為交流市電220 V，輸入調節(jié)范圍為176～265 V，工頻50 Hz;輸出電壓為直流380 V，開關頻率為65 kHz，升壓電感采用鐵硅鋁300 μH;輸出濾波電容選用3個470 μF/600 V電容并聯(lián);選取的 MOSFET型號為SPW47N60C3:600 V/47 A;二極管選用的SiC型號為CSD20060:600 V/20 A;樣機采用了兩級EMI濾波器。

采取分步調試的策略，獲得了反映變換器工作情況的典型波形如下:負載2 kW時的輸入電壓與輸入電流波形如圖7所示。圖8所示為輸出電壓波形，輸出電壓在380 V左右，紋波幅值為20 V，滿足設計要求。電感電流紋波如圖9所示，表明電路實現了較好的均流效果?？梢姡刂菩酒琔CC28070實現了較好的功率因數效果，在較重負載下，功率因數在0.99以上，效率可達到96%。同時，證明了在大功率應用場合，交錯并聯(lián)Boost PFC電路能夠有效地減小輸入電流紋波，提高紋波頻率，簡化設計難度，提高功率密度。

圖7 輸入電壓和電流波形

圖8 輸出電壓波形圖

圖9 電感電流紋波波形

4 結論

本文基于UCC28070控制芯片采用電壓電流雙閉環(huán)控制設計了交錯并聯(lián)Boost功率因數校正器。實驗結果表明，控制芯片UCC28070實現了開關管的交錯導通，取得了很好的功率因數校正效果，功率因數在0.99以上，效率可達到96%;同時，證明了在大功率應用場合，交錯并聯(lián)Boost PFC電路能夠有效地減小輸入電流紋波，提高紋波頻率，簡化設計難度，提高功率密度。

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