高海生，雷 寶

（華東交通大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，江西南昌330013）

作為第4代固態(tài)照明技術(shù)代表的LED，正越來越受到人們的重視，它具有工作電壓低、壽命長、安全節(jié)能、啟動(dòng)時(shí)間短、發(fā)光體接近點(diǎn)光源等眾多優(yōu)點(diǎn)，被公認(rèn)為是未來最佳的光源，所以開發(fā)高效、節(jié)能、安全、高功率等級的LED驅(qū)動(dòng)電源已成為一個(gè)重要的課題［1］。現(xiàn)代開關(guān)電源發(fā)展的一個(gè)方向就是高頻化，實(shí)現(xiàn)高頻化的關(guān)鍵就是軟開關(guān)技術(shù)，LLC諧振變換器是常用的一種軟開關(guān)技術(shù)，它是在傳統(tǒng)的串、并聯(lián)諧振變換器上增加一種諧振原件后構(gòu)成的。因此，相對于普通串、并聯(lián)諧振變換器，它在性能上有了明顯改善。它不僅能實(shí)現(xiàn)原邊側(cè)主開關(guān)管ZVS開通，還可實(shí)現(xiàn)副邊側(cè)整流管ZCS關(guān)斷，且具有開關(guān)管與整流管電壓應(yīng)力低、開關(guān)損耗低、開關(guān)頻率高、整流管無反向恢復(fù)損耗、允許輸入電壓范圍寬、效率高、方便使用磁集成技術(shù)、功率密度大等優(yōu)點(diǎn)［2］。所以LLC諧振變換器在LED驅(qū)動(dòng)電源中的應(yīng)用有著很深遠(yuǎn)的研究意義。

設(shè)計(jì)電路采取PLC+LLC半橋的兩級變換方案，大大降低了前后兩級開關(guān)管的損耗，相對采用三級機(jī)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電源，效率也有明顯改善。電源結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示：

圖1 電源結(jié)構(gòu)框圖Fig1 Power block diagram

1 LLC電路原理介紹

半橋LLC諧振變換器電路圖如圖2所示，Q1，Q2為功率MOS管，兩者交替導(dǎo)通，占空比為50%，產(chǎn)生一方波電壓，作為諧振回路的輸入。Ds1，Ds2分別為其體二極管，C1，C2分別為其寄生電容。Cr，Lr，Lm組成諧振回路，Cr還起著隔直電容的作用。D1，D2組成副邊整流電路，輸出電壓經(jīng)Co濾波后，提供給負(fù)載。

LLC諧振變換器有兩個(gè)諧振頻率，當(dāng)副邊整流二極管導(dǎo)通時(shí)，Lm被變壓器副邊電壓鉗位，只有Lr與Cr參與諧振，諧振頻率為fr；當(dāng)副邊整流二極管截止時(shí)，變壓器不向次邊傳遞能量，Lr，Lm與Cr共同參與諧振，諧振頻率為fm。fr，fm分別如下：

對LLC諧振變換器可以作如下等效電路，如圖3所示，Vm是正負(fù)半周對稱的方波電壓，

Re是次邊折算至原邊的等效電阻，輸入阻抗Zin為

圖2 LLC諧振變換器電路圖Fig.2 LLC resonant converter circuit

其中：ω=2πf。

變換器的電壓增益Mdc為

圖3 LLC諧振變換器等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit of LLC resonant converter

其中：fn=f/fr，λ=，Q=。

折算到初級的等效負(fù)載阻抗Zac為

其中：Ro為輸出電阻，n為變壓器匝比。

2 LLC特性分析

2.1 LLC諧振變換器fm ＜f ＜fr 時(shí)的阻抗特性分析

LLC變換器開關(guān)管在fm＜f＜fr和f＜fr兩種頻率條件下，開關(guān)管均可實(shí)現(xiàn)ZVS，降低了管子導(dǎo)通和關(guān)斷期間的交越損耗。當(dāng)fm＜f＜fr時(shí)，副邊整流二極管上電流斷續(xù)，管子可以實(shí)現(xiàn)ZCS，消除了二極管反向恢復(fù)電流引起的反向恢復(fù)損耗。但當(dāng)f＜fr時(shí)，副邊整流二極管上電流連續(xù)，不能實(shí)現(xiàn)ZCS，會(huì)引起恢復(fù)損耗的產(chǎn)生，且此時(shí)并聯(lián)諧振電感Lm被方波電壓箝位，不能參與諧振，工作性能不如在fm＜f＜fr下好。所以把工作頻率設(shè)計(jì)在fm與fr之間，不僅可以使功率開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS，還可以使次級整流二極管實(shí)現(xiàn)ZCS，有效降低了二極管和開關(guān)管的交越損耗，提高了系統(tǒng)的整體效率。

下面對LLC諧振變換器在fm＜f＜fr下的工作特性進(jìn)行分析：

第1 階段：t0-t2時(shí)刻，如圖4（a）所示，開關(guān)管Q1導(dǎo)通，諧振電流iLr開始以正弦方式增長，由負(fù)變正，Lm線性充電，諧振電流iLr大于勵(lì)磁電流iLm，其差值通過副邊整流后傳遞到負(fù)載。二次側(cè)整流二極管D1導(dǎo)通，變壓器被輸出電壓箝位，Lr和Cr參與諧振，Lm不參與諧振。

第2階段：t2-t3時(shí)刻，如圖4（b）所示，t2時(shí)刻諧振電流iLr等于勵(lì)磁電流iLm，Lm參與諧振，LLC諧振網(wǎng)絡(luò)開始工作，變壓器原邊、副邊斷開，整流管D1關(guān)斷，由輸出濾波電容CO向負(fù)載供電。

第3階段：t3-t4時(shí)刻，如圖4（c）所示，Q1關(guān)斷，Q2未開通，進(jìn)入死區(qū)時(shí)間。諧振電流iLr對Q1的結(jié)電容C1充電，Lr、Cr、Lm同時(shí)參與諧振，Q2的結(jié)電容C2開始放電，為Q2的ZVS開通創(chuàng)造條件。

第4階段：t4-t5時(shí)刻，如圖4（d）所示，諧振電流iLr流過Ds2，t4時(shí)刻Q2實(shí)現(xiàn)0電壓開通，進(jìn)入下半個(gè)開關(guān)周期，工作原理與此類似，這里不再詳述［4］。

LLC諧振變換器的4個(gè)工作階段電路原理圖及主要波形分別如圖4，圖5所示：

圖4 LLC諧振變換器各階段電路圖Fig.4 Circuit diagram of LLC resonant converter at each stage

2.2 LLC諧振變換器變化參數(shù)對直流增益的影響

由式（2）可以看出，諧振變換器的直流增益是一個(gè)關(guān)于λ和Q的復(fù)合函數(shù)，下面對諧振變換器參數(shù)變化對直流增益產(chǎn)生的影響進(jìn)行分析。

固定變壓器的匝比n和電感系數(shù)λ，通過變化Q可得LLC 諧振變換器直流增益曲線如圖6（a）所示。由圖可以看出，每條曲線的增益都是隨頻率先增加，達(dá)到峰值增益之后開始隨之減小，峰值增益隨Q值的增加而減小，但每條曲線均通過f=fr點(diǎn)處，此時(shí)變換器的增益是相等的，其特性基本與負(fù)載無關(guān)。

圖5 LLC諧振變換器主要波形圖Fig.5 Main waveform diagram of LLC resonant converter

圖6（a）曲線中的拐點(diǎn)頻率是Lm參與諧振的頻率，開關(guān)管工作頻率f必須大于拐點(diǎn)頻率，諧振網(wǎng)絡(luò)才呈感性，此時(shí)開關(guān)管在整個(gè)周期內(nèi)均能實(shí)現(xiàn)ZVS。另外Q越小，拐點(diǎn)頻率就越小，變換器的工作頻率范圍就會(huì)變寬，不利于控制開關(guān)管的損耗和磁性元件的工作。變換器所需最大直流增益是在負(fù)載為滿載且輸入電壓最低時(shí)，這樣變換器在輕載和高輸入電壓時(shí)直流增益同樣滿足要求。故Q值的選取原則是，在滿足最底輸入電壓且滿載的直流增益時(shí)，盡可能選取大的Q值［6］。

圖6（b）為固定變壓器匝比n和品質(zhì)因素Q，變化λ時(shí)得到的曲線增益圖。由圖可知，隨著λ的減小，直流增益曲線幅值也減小，當(dāng)輸入電壓在低壓端時(shí)，將無法得到目標(biāo)電壓。同吋λ值過小，曲線的拐點(diǎn)頻率將減小，變換器開關(guān)的頻率范圍變大，將會(huì)給變壓器的設(shè)計(jì)和驅(qū)動(dòng)芯片的選取帶來困難。但是，若λ值過大，雖提高了直流增益，卻減小了諧振電感Lm，在同樣的負(fù)載能力下，Lm減小會(huì)使循環(huán)電流增大，進(jìn)而導(dǎo)致電路損耗的增加。同時(shí)過大的λ值還會(huì)使得很小的開關(guān)頻率變化引起直流增益的陡增或陡降，這對變換器的環(huán)路控制和電路的穩(wěn)定性很不利［7］。故電感系數(shù)λ的選擇需在損耗和增益之間作一個(gè)折中的選擇，此處λ值取0.17。

圖6 Q變化時(shí)的增益曲線Fig.6 The gain curve

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 LLC電路部分

該部分電路工作情況為：輸入電壓Uin=390 V，考慮到負(fù)載突變等因素，Uin有10%～15%的波動(dòng)，輸出電壓Uo=25 V，輸出電流Io=6 A，整流二極管壓降為UF=0.7 V，預(yù)設(shè)高壓輸入狀態(tài)下效率Eff為0.92，諧振頻率fr=100 kHz，考慮到次級漏感的影響，在諧振頻率點(diǎn)變換器的增益一般在1.1～1.2之間，此處取諧振點(diǎn)處的增益為Mft=1.15［8］。

變壓器實(shí)際匝比n為

確定了電感系數(shù)λ、匝比n，可根據(jù)增益變化曲線取Q值為0.3，由式（3）得等效負(fù)載阻抗Zac為

則輸出阻抗Zo為

諧振電容Cr為

同時(shí)，諧振電感Lr和激磁電感Lm分別為

變壓器選用ER35骨架，變壓器初級繞組的最少匝數(shù)為54圈，根據(jù)變壓器的匝比，取次級17 圈。LLC控制芯片采用飛兆半導(dǎo)體的FSFR2100［9］，該芯片內(nèi)部集成有兩個(gè)耐壓600 V的功率開關(guān)管，而且該芯片外圍電路簡單，在100 kHz 的工作頻率、150 W 的輸出功率下無需外加散熱片，在實(shí)際應(yīng)用中有著明顯的優(yōu)勢。

3.2 PFC電路部分

本文采用以Boost 為主拓?fù)洳⒐ぷ髟贐CM 模式下的有源功率因數(shù)校正電路。選用ST 公司推出的L6562A作為控制芯片，功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)指標(biāo)如表1.

表1 PFC電路設(shè)計(jì)指標(biāo)Tab.1 PFC circuit design specifications

由公式L=可知電感L=230 μH。

輸入濾波電容為

其中：r=0.2 是輸人電壓紋波系數(shù)。

輸出濾波電容為

根據(jù)Ap法選擇PC40EI30作為磁芯，同時(shí)應(yīng)考慮鐵損與銅損的平衡，因?yàn)榉逯惦娏魇怯行е惦娏鞯?.8倍左右，鐵損就成為主要損耗。因此選用的磁芯應(yīng)是Ac較大而磁路較短的寬且扁的磁芯，適當(dāng)增加電感匝數(shù)的同時(shí)開氣隙，來降低ΔB，減小鐵損［5］。

4 結(jié)果

根據(jù)上述討論和設(shè)計(jì)結(jié)果，制作了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了原邊MOSFET管的ZVS，開關(guān)管的關(guān)斷損耗也非常小。同時(shí)，副邊整流二極管也實(shí)現(xiàn)了ZCS，二極管關(guān)斷時(shí)沒有電壓過沖，也不存在PWM 中整流二極管普遍存在的方向恢復(fù)電流的問題，因此二極管的耐壓降低，并且開關(guān)損耗也大大降低了。輸入電壓變化時(shí)，相應(yīng)的功率因數(shù)PF，總諧波失真THD，以及效率η測試結(jié)果如表2。可以看出整機(jī)的工作效率都在88%上，且PF值都在0.98 以上，完全達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)。

表2 全電壓范圍內(nèi)測試結(jié)果Tab2 Test results of The full voltage range

5 結(jié)論

設(shè)計(jì)了PLC+LLC半橋的兩級級聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)電源，大大降低了開關(guān)管的損耗，通過實(shí)驗(yàn)證明，在全電壓范圍內(nèi)有很高的工作效率，表明設(shè)計(jì)方案合理可行。

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