張 君，胡 云，嚴(yán) 靜，曾德國

（1.中國航天科工集團(tuán)8511研究所，江蘇 南京210007；2.北京航天長征飛行器研究所，北京100076）

0 引言

前些年由于受ADC 器件的模擬帶寬（最大在3GHz左右）的限制，單路數(shù)字信道化接收機(jī)的最大瞬時(shí)帶寬基本在1GHz左右，而雷達(dá)信號的瞬時(shí)帶寬達(dá)到了4GHz甚至更高，所以通常采用多路數(shù)字接收機(jī)并行工作，但這種并行體制會(huì)帶來大額的工程成本。近年來德國 Micram 公司出產(chǎn)了一款模擬帶寬20GHz、采樣率可達(dá)30GHz的6 位超高速ADC。美國Hittite公司也推出了一款模擬帶寬18GHz、采樣率可達(dá)26GHz的3位超高速ADC，器件的模擬帶寬已達(dá)常規(guī)雷達(dá)的頻率覆蓋范圍。因此，本文提出了單路瞬時(shí)4GHz處理帶寬的數(shù)字接收機(jī)，以完成2～18GHz雷達(dá)信號進(jìn)行同時(shí)偵收的方案，該方案有效降低了瞬時(shí)超寬帶接收機(jī)成本，具有較高的實(shí)用價(jià)值。

1 瞬時(shí)超寬帶接收機(jī)發(fā)展概況

好的電子戰(zhàn)截獲接收機(jī)應(yīng)具備靈活性、超寬帶、實(shí)時(shí)性等多種能力?，F(xiàn)有的大量電子戰(zhàn)接收機(jī)在實(shí)現(xiàn)超寬帶偵察時(shí)都存在一些缺陷。晶體視頻接收機(jī)和瞬時(shí)測頻接收機(jī)在密集信號環(huán)境中不能有效工作［1］。線性調(diào)頻Z變換壓縮截獲搜集可以適應(yīng)密集復(fù)雜的信號，但其設(shè)備量龐大，實(shí)現(xiàn)復(fù)雜。信道化接收機(jī)截獲概率高、靈敏度高、瞬時(shí)頻帶寬、動(dòng)態(tài)范圍大、具有處理同時(shí)到達(dá)信號的能力，但隨著帶寬的增加，前端變頻組件要求復(fù)雜，瞬時(shí)帶寬加大要求AD 采樣率提高。針對大瞬時(shí)帶寬的實(shí)時(shí)偵察需求，產(chǎn)生了采用模擬信道化級聯(lián)數(shù)字信道化的偵察接收機(jī)模式［2］。而模擬接收機(jī)在瞬時(shí)動(dòng)態(tài)、靈敏度方面均不如純數(shù)字接收機(jī)。

高速ADC及高速集成電路的發(fā)展使瞬時(shí)超寬帶純數(shù)字信道化接收機(jī)成為現(xiàn)實(shí)，如美國的SR 系列監(jiān)視接收機(jī)的頻率范圍為20MHz～12GHz［3-4］。瞬時(shí)超寬帶純數(shù)字信道化接收機(jī)同時(shí)具備了靈活、寬瞬時(shí)帶寬及實(shí)時(shí)等各種優(yōu)點(diǎn)，成為了超寬帶信號偵收的新寵。

2 瞬時(shí)超寬帶接收機(jī)架構(gòu)設(shè)計(jì)

常規(guī)數(shù)字接收機(jī)的瞬時(shí)處理帶寬較窄，采樣率低。如果瞬時(shí)處理2～18G 的信號，則前端需大量的變頻及濾波組件，將帶來高額的硬件成本及設(shè)備冗余。而本文提出的超寬帶接收機(jī)，將簡化前端器件，利用高采樣率的超高速ADC完成瞬時(shí)超寬帶信號的偵收。

2.1 微波前端架構(gòu)設(shè)計(jì)

對2～18GHz雷達(dá)信號進(jìn)行瞬時(shí)偵收，擬采用4個(gè)單路瞬時(shí)4GHz數(shù)字信道化進(jìn)行同時(shí)偵收，系統(tǒng)的偵收頻率劃分為2～6、6～10、10～14、14～18GHz共計(jì)4個(gè)頻段。微波接收機(jī)設(shè)計(jì)采用軟件無線電設(shè)計(jì)思路，不做變頻處理，只做簡單的放大及抗混疊濾波處理。接收天線可以分2～6、6～18GHz兩大段，也可以2～18GHz全頻段接收，放大鏈路的低噪放增益分配10dB左右，以保證鏈路較高的噪聲系數(shù)及大的線性動(dòng)態(tài)為宜，中間級放大器的增益分配要結(jié)合整個(gè)接收系統(tǒng)的指標(biāo)進(jìn)行優(yōu)化，通過逐級放大濾波的方式達(dá)到最佳動(dòng)態(tài)，各子頻段通過隔離放大、濾波的方式提高抗混疊抑制，帶內(nèi)增益波動(dòng)可以通過插入均衡器調(diào)節(jié)。微波接收機(jī)組成框圖如圖1所示。

圖1 兩種微波接收機(jī)組成框圖

從圖1可看出，相比傳統(tǒng)的微波接收機(jī)，瞬時(shí)超寬帶接收機(jī)由于不需要進(jìn)行變頻，已經(jīng)不需要寬帶頻蹤、變頻模塊。通過使用均衡器調(diào)節(jié)瞬時(shí)4GHz帶內(nèi)微波系統(tǒng)的不平坦度，且用于彌補(bǔ)ADC 器件本身頻率響應(yīng)及數(shù)字部分布線對不同頻率的幅度衰減，因此不同波段的均衡器需要根據(jù)系統(tǒng)測試情況進(jìn)行分別調(diào)整，以保證ADC采集到的信號在4GHz帶寬內(nèi)的幅度起伏控制在一定范圍內(nèi)，才可具備一定的瞬時(shí)處理動(dòng)態(tài)。采用6位ADC時(shí)系統(tǒng)瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍應(yīng)在15dB左右，而采用3位ADC則系統(tǒng)瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍較少。

2.2 數(shù)字接收機(jī)架構(gòu)設(shè)計(jì)

綜合考慮微波放大濾波器的抑制度及奈奎斯特采樣定理，數(shù)字接收機(jī)使用4個(gè)獨(dú)立的超高速ADC按照采樣率為13、11、9.6、13GHz分別對2～6、6～10、10～14、14～18GHz 4個(gè)頻段信號進(jìn)行采樣處理?？梢园l(fā)現(xiàn)，在沒有變頻情況下，采樣信號分別位于第一、第二、第三、第三奈奎斯特區(qū)。

由于4個(gè)獨(dú)立通道的信號頻率位于不同奈奎斯特區(qū)，因此信號測頻頻率需進(jìn)行轉(zhuǎn)換。對于2～6、6～10、10～14、14～18GHz通道信號而言，對應(yīng)的射頻頻率分別為：

式中，f 為接收機(jī)估計(jì)出的中頻頻率，fs為采樣率。

使用Xilinx公司的V7系列FPGA 處理陣列進(jìn)行數(shù)字信道化處理，形成的脈沖描述字由DSP處理陣列進(jìn)行并行分選，以獲得全頻段范圍內(nèi)多達(dá)100多個(gè)同時(shí)到達(dá)信號的處理能力，其組成框圖如圖2所示。

圖2 數(shù)字接收機(jī)組成框圖

3 瞬時(shí)超寬帶接收機(jī)數(shù)字信道化算法流程

瞬時(shí)超寬帶接收機(jī)數(shù)字信道化具體算法仍然沿用傳統(tǒng)數(shù)字信道化接收機(jī)的信道化分方式［5］，由于帶寬較大，信道數(shù)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)數(shù)字信道化接收機(jī)，且全頻段內(nèi)同時(shí)到達(dá)信號數(shù)量較大，因此，使用現(xiàn)在最新的V7系列FPGA 來完成每個(gè)子帶4GHz的寬帶數(shù)字信道化。

3.1 傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理方式

采用Xilinx公司的最新V7 系列FPGA 來完成4GHz帶寬數(shù)字信道化。該設(shè)計(jì)使用多項(xiàng)濾波器組覆蓋整個(gè)頻段，針對有效子信道進(jìn)行信號有無的粗檢測。如考慮瞬時(shí)4GHz內(nèi)同時(shí)到達(dá)信號有40個(gè)，則需要對40個(gè)多信號同時(shí)處理，精測模塊對粗檢測有信號的信道進(jìn)行后續(xù)處理，最終完成對瞬時(shí)40個(gè)信號進(jìn)行同時(shí)處理并得到脈沖描述字。其處理框圖如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理基本框圖

下面對各模塊功能及簡單參數(shù)設(shè)置進(jìn)行分析：

1）多項(xiàng)濾波器組

對于多項(xiàng)濾波器組，合理的通道數(shù)目設(shè)置可有效提高系統(tǒng)的檢測靈敏度，對于本文提到的數(shù)字信道化模型按最高采樣率13GHz、最低脈寬500ns信號檢測要求設(shè)計(jì)。由于最小脈寬PW＝500ns信號對應(yīng)的視頻脈寬fv為［6］：

當(dāng)中頻帶寬為視頻帶寬10倍時(shí)，需要的檢測信噪比為10dB；當(dāng)中頻帶寬增加一倍，需要的檢測信噪比增加1.5dB；而當(dāng)中頻帶寬小于10倍視頻帶寬時(shí)，需要的檢測信噪比不變。因此設(shè)計(jì)的信道帶寬應(yīng)小于等于10倍視頻帶寬，即20MHz。設(shè)計(jì)1024個(gè)子信道，信道交疊為4M，此時(shí)每個(gè)子信道帶寬BW 為：

此時(shí)，當(dāng)前端噪聲系數(shù)為8dB 時(shí)，能達(dá)到的檢測靈敏度TSS為：

2）子信道信號檢測

信號檢測的門限由虛警概率及檢測概率決定。信道化信號檢測積累時(shí)長可定為500ns，噪聲經(jīng)過積累后服從瑞利分布，一般要求虛警概率為10-12，對應(yīng)的平均虛警時(shí)間（一般定義為不產(chǎn)生虛警的概率為p＝0.50時(shí)的時(shí)間間隔）為：

當(dāng)整體虛警概率仍為10-12時(shí)，由瑞利分布門限計(jì)算公式確定信號檢測門限：

式中，m 表示瑞利分布的均值，σ2表示瑞利分布的方差，Pfa為對應(yīng)的單點(diǎn)虛警概率。均值和方差可由大樣本采樣進(jìn)行估計(jì)，實(shí)際工程中可采集一段噪聲數(shù)據(jù)后估計(jì)。

3）多信號同時(shí)處理與精檢測

在信道化給出粗測的PDW 信息后，可以根據(jù)此PDW 信息對信號進(jìn)行精測，如頻率精測、到達(dá)時(shí)間精測等。工程中使用Rife算法對采樣所得中頻實(shí)信號進(jìn)行頻率測量，測頻算法如下：

①對信號做N 點(diǎn)FFT 變換，取模后記為Sfft。

②找出向量Sfft前N／2內(nèi)的最大值其幅度記為Ym，其位置記為Ind（從0開始），再比較最大值左右一個(gè)點(diǎn)的幅度大小，當(dāng)左邊點(diǎn)的幅值大于右邊點(diǎn)的幅值時(shí)，左邊幅值記為Ys，測量頻率為：

式中，fs為采樣率。當(dāng)右邊點(diǎn)的幅值大于左邊點(diǎn)時(shí)，右邊幅值記為Ys，測量頻率為：

同時(shí)，可使用Haar小波變換法對到達(dá)時(shí)間精測，具體算法流程如下：

假設(shè)離散信號表示為X（n），n＝1，…，N，其中N為采樣點(diǎn)數(shù)。其離散小波變換表示為：

式中，a為伸縮尺度，Ψ（·）為母小波函數(shù)，定義為：

通過檢測變換后Haar TX（a，n）的突變點(diǎn)，即可得到信號的到達(dá)時(shí)間。

4）脈沖描述字處理

對于具有精測結(jié)果的脈沖描述字，對其進(jìn)行信道化編碼，以處理同一個(gè)信號分布在不同信道的情況。

根據(jù)前期某項(xiàng)目1GHz帶寬數(shù)字信道化模型的資源占用率分析，使用3片XC7V485T 芯片則可實(shí)現(xiàn)瞬時(shí)4GHz同時(shí)處理40個(gè)信號的功能。

3.2 信號跟蹤式數(shù)字信道化處理方式

傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理方式的多項(xiàng)濾波器需覆蓋整個(gè)采樣頻段，有部分資源存在浪費(fèi)的情況，而且如果需降低子信道的帶寬則其對FPGA 的資源需求更大，對瞬時(shí)處理帶寬的提高的適應(yīng)性偏差。針對此情況，可探索采用信號跟蹤式數(shù)字信道化體制進(jìn)行處理。

信號跟蹤式數(shù)字信道化采取區(qū)域能量判斷的方法預(yù)先判斷在哪個(gè)頻率范圍內(nèi)存在疑似信號，后續(xù)則跟蹤該頻率區(qū)域的信號并進(jìn)行檢測處理，其處理框圖如圖4所示。

圖4 信號跟蹤式數(shù)字信道化處理基本框圖

區(qū)域存在信號的粗判斷，可采用FFT 等處理方式對一定頻率范圍內(nèi)是否有信號進(jìn)行判斷。根據(jù)頻率范圍設(shè)定跟蹤濾波器進(jìn)行有效信號的濾波處理，可以有效地降低數(shù)據(jù)速率、節(jié)約處理資源。如果4GHz內(nèi)需要同時(shí)處理40個(gè)信號，則信號跟蹤處理的模塊需要并行的40個(gè)。由于框架體系為并行方式，可使用多個(gè)FPGA 處理陣列進(jìn)行同時(shí)多信號的處理，實(shí)現(xiàn)方式更加靈活。當(dāng)然，區(qū)域判斷的方法會(huì)否造成信號漏警概率的上升，還有待在后續(xù)的實(shí)現(xiàn)過程中進(jìn)行進(jìn)一步的研究和探索。

4 結(jié)束語

超高速ADC 的模擬輸入帶寬達(dá)到了18GHz以上，這為超寬帶接收機(jī)的工程實(shí)現(xiàn)提供了硬件支撐。高速PCB設(shè)計(jì)、FPGA 處理陣列和數(shù)字信道化體制上適應(yīng)性修改，使得單路瞬時(shí)4GHz處理帶寬甚至更高的數(shù)字信道化的工程應(yīng)用具備了技術(shù)基礎(chǔ)。但超高速ADC的數(shù)據(jù)采樣位數(shù)較低，工程應(yīng)用的場合將受到一定限制。瞬時(shí)超寬帶接收機(jī)相比帶寬較窄的數(shù)字接收機(jī)和模擬信道化接收機(jī)，具有明顯的價(jià)格和技術(shù)優(yōu)勢，有較為廣闊的應(yīng)用前景?！?/p>

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