王裕 謝運(yùn)祥

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州510640)

隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展，各種非線性功率器件廣泛應(yīng)用，大量諧波和無功功率注入電網(wǎng)，造成系統(tǒng)效率降低，功率因素變差，嚴(yán)重影響電網(wǎng)和用電設(shè)備的安全運(yùn)行［1］.有源電力濾波器(APF)通過向電網(wǎng)注入與原有諧波電流大小相等方向相反的補(bǔ)償電流，可以補(bǔ)償電網(wǎng)的諧波，提高電能質(zhì)量，增強(qiáng)電網(wǎng)的可靠性和穩(wěn)定性，其良好的性能在國(guó)內(nèi)外引起了廣泛關(guān)注［2］.

APF 是通過諧波電流檢測(cè)電路檢測(cè)到負(fù)載電流中的諧波分量作為參考電流，控制逆變器中開關(guān)管的通斷，產(chǎn)生相應(yīng)的補(bǔ)償電流注入電網(wǎng)中，抵消負(fù)載電流中的諧波分量，從而抑制負(fù)載電流中的諧波分量注入電網(wǎng)，以免造成諧波污染［3］.為了實(shí)現(xiàn)APF 的功能，必須對(duì)諧波電流檢測(cè)環(huán)節(jié)進(jìn)行合理設(shè)計(jì)，實(shí)時(shí)準(zhǔn)確地檢測(cè)出諧波電流［4］.目前常用的諧波檢測(cè)法有基于瞬時(shí)無功功率理論［5］的p-q-r 法、ip-iq 法［6］、FBD 法［7］、離散傅立葉變換法［8］、自適應(yīng)諧波檢測(cè)法［9］等.

基于瞬時(shí)無功功率理論的檢測(cè)方法以瞬時(shí)無功功率理論為基礎(chǔ)，在工程應(yīng)用中受到了極大關(guān)注.對(duì)于三相四線制電容中分式APF，該方法能夠?qū)α爿S電流進(jìn)行單獨(dú)提取補(bǔ)償，并能對(duì)上、下電容電壓進(jìn)行均壓控制，增加了補(bǔ)償?shù)撵`活性.但該方法存在復(fù)雜的Park 變換、Clark 變換及兩者的反變換，計(jì)算量很大，增加了軟件的開銷，降低了檢測(cè)的實(shí)時(shí)性［10］.FBD 法是近年國(guó)外學(xué)者新提出的一種時(shí)域檢測(cè)方法.該方法把實(shí)際電路中的各相負(fù)載等效為串聯(lián)在各相的電導(dǎo)，根據(jù)等效電導(dǎo)對(duì)電流分解，可計(jì)算出需要補(bǔ)償?shù)碾娏鞣至?，其物理意義明確，實(shí)時(shí)性好，適用于單相、三相三線制和三相四線制系統(tǒng)的電流檢測(cè)［11］.雖然FBD 法沒有進(jìn)行復(fù)雜的坐標(biāo)變換，乘法器和觸發(fā)器的數(shù)量遠(yuǎn)少于瞬時(shí)無功功率法，但是該方法運(yùn)用到三相四線制APF 上時(shí)需要先剔除零序電流分量再進(jìn)行計(jì)算［12］，增加了計(jì)算的復(fù)雜性，且目前并沒有文獻(xiàn)對(duì)FBD 法對(duì)三相四線制電容中分式APF 的上、下電容均壓控制進(jìn)行探討，補(bǔ)償靈活性沒有瞬時(shí)無功功率法好［13］.而且，以上兩種方法都用到低通濾波器，使得檢測(cè)存在延時(shí)，檢測(cè)結(jié)果和實(shí)際值有一定的誤差.

基于上述分析，為了克服傳統(tǒng)諧波檢測(cè)方法的不足，更快速有效地檢測(cè)出諧波電流，文中在分析傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率理論和FBD 法的基礎(chǔ)上，將兩種方法相結(jié)合，取長(zhǎng)補(bǔ)短，提出一種改進(jìn)的諧波檢測(cè)方法.該方法前半部分采用FBD 法，減少了傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率法中因坐標(biāo)變換引起的矩陣運(yùn)算，降低了運(yùn)算量，提高了諧波檢測(cè)的實(shí)時(shí)性，通過推導(dǎo)證明剔除零序電流分量是不必要且可省略的，進(jìn)一步降低了算法的復(fù)雜性和運(yùn)算量.算法的后半部分采用瞬時(shí)無功功率理論方法，對(duì)零軸電流進(jìn)行單獨(dú)提取補(bǔ)償，并能對(duì)上、下電容電壓進(jìn)行均壓控制，克服了傳統(tǒng)FBD 算法中無法對(duì)零軸電流進(jìn)行單獨(dú)控制，也不能直接對(duì)電容中分式APF 的上、下電容進(jìn)行均壓控制的缺陷，補(bǔ)償欠缺靈活性的不足，保證了在三相四線制電容中分式APF 的適用性.采用改進(jìn)的移動(dòng)平均值算法代替低通濾波器，避免低通濾波器采樣和計(jì)算過程中產(chǎn)生的滯后誤差，提高諧波檢測(cè)的檢測(cè)精度.通過仿真和實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了所提出方法的可行性與優(yōu)越性，對(duì)于提高諧波檢測(cè)精度和動(dòng)態(tài)特性，改善APF 補(bǔ)償效果具有實(shí)際意義.

1 改進(jìn)的諧波檢測(cè)方法

1.1 改進(jìn)諧波檢測(cè)方法的結(jié)構(gòu)

設(shè)三相參考電壓為

用下標(biāo)1、2、0 分別表示三相四線制系統(tǒng)中正序、負(fù)序、零序電流，則三相電流可表示為正序電流、負(fù)序電流以及零序電流之和，即

基于三相系統(tǒng)瞬時(shí)無功功率理論的p-q、ip-iq和dqo 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)法在有源電力濾波器諧波檢測(cè)中得到了有效的應(yīng)用，較常用的是ip-iq法［14］.ip-iq檢測(cè)方法運(yùn)用在三相四線制APF 中，利用鎖相環(huán)(PLL)產(chǎn)生與a 相電壓Ua同相的正弦和余弦信號(hào)，通過Clark 變換和Park 變換，得到ip(t)、iq(t)、io(t).經(jīng)過坐標(biāo)變換后，系統(tǒng)的零軸電流io可以單獨(dú)提取出來，進(jìn)行均壓環(huán)控制作用.運(yùn)算過程為

其中，

傳統(tǒng)FBD 檢測(cè)方法的有功等效電導(dǎo)和無功等效電導(dǎo)定義如下［15］:

式中，‖u‖2、P∑(t)分別為瞬時(shí)總電壓和瞬時(shí)功率.將三相電壓和三相電流代入式(4)，得

經(jīng)過低通濾波器后分別得到有功電導(dǎo)和無功電導(dǎo)的直流電導(dǎo)分量Gp和Gq，進(jìn)一步可得到基波正序有功和無功電流.將三相基波正序有功電流分量和無功電流分量分別相加，可得三相基波正序電流分量.用三相負(fù)載電流減去基波正序電流分量，既為所需的補(bǔ)償分量，即

通過對(duì)比式(3)和(5)，可以發(fā)現(xiàn)瞬時(shí)無功功率法中的有功和無功分量ip(t)、iq(t)分別是FBD 法中有功電導(dǎo)和無功電導(dǎo)Gp(t)、Gq(t)的和倍，即

從而，可以根據(jù)此關(guān)系將兩種諧波檢測(cè)方法進(jìn)行結(jié)合.算法的前半部分采用FBD 法，由三相負(fù)載電流ia(t)、ib(t)、ic(t)與三相參考電壓作用得到等效電導(dǎo)Gp(t)、Gq(t)，然后根據(jù)式(7)的線性變換關(guān)系轉(zhuǎn)化為id(t)、iq(t).相比而言，采用改進(jìn)算法減少了因坐標(biāo)變換引起的矩陣運(yùn)算，大大減少了計(jì)算量，降低了軟件開銷，保證了較好的實(shí)時(shí)性.算法的后半部分采用瞬時(shí)無功功率法，將前半部分計(jì)算得到的id(t)、iq(t)經(jīng)過提取直流分量i1d、i1q后，再用ip、iq減去直流參考分量得到交流分量i*p、i*q，穩(wěn)壓環(huán)PI 調(diào)節(jié)器產(chǎn)生的有功電流增量ΔId疊加到諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)中的有功電流參考值i*p上，上、下電容均壓環(huán)PI 調(diào)節(jié)器產(chǎn)生的零軸電流增量ΔIo疊加到諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)中零序電流參考值i*o中，保證APF 直流測(cè)與交流測(cè)的能量交換，實(shí)現(xiàn)直流測(cè)電壓和上下電容電壓平衡的控制，克服了傳統(tǒng)FBD 法無法直接對(duì)三相四線制電容中分式APF 的上、下電容進(jìn)行均壓控制的不足.最終得出的有功和無功電流參考量i*p、i*q與補(bǔ)償零軸電流的指令信號(hào)i*o一同經(jīng)過反Park 和反Clark 變換，得到參考指令電流i*ac、i*bc、i*cc.

1.2 零序電流的處理

為了減小不對(duì)稱電壓對(duì)電流檢測(cè)的影響，不直接使用三相電壓來求取功率和等效電導(dǎo)，而是通過鎖相環(huán)(PLL)來生成與三相電網(wǎng)電壓基波同相位的參考電壓，使得電流檢測(cè)結(jié)果中不包含電壓幅值，因而電壓畸變或不對(duì)稱對(duì)檢測(cè)結(jié)果無影響.

將FBD 算法運(yùn)用到三相四線制APF 中，通常先將三相電流中的零序電流剔除［12，16］，這會(huì)增加算法的復(fù)雜性和不穩(wěn)定性.現(xiàn)嘗試不將零序電流分離，直接將三相電流代入FBD 算法的計(jì)算中，即將式(1)、(2)代入式(5)可得其有功電導(dǎo):

因?yàn)閟in(ωt)+sin(ωt -120°)+sin(ωt +120°)=0，所以I0nsin(nωt +φ0n)［sinωt +sin(ωt -120°)+sin(ωt+120°)］=0，由此計(jì)算出的有功等效電導(dǎo)Gp與式(5)所得出的結(jié)果相等.

同樣，將式(1)、(2)代入式(5)可得無功電導(dǎo):

因?yàn)閏os(ωt)+cos(ωt -120°)+cos(ωt +120°)=0，所以I0nsin(nωt +φ0n)［cos(ωt)+cos(ωt -120°)+cos(ωt+120°)］=0，由此計(jì)算出的無功等效電導(dǎo)Gq也與式(5)計(jì)算的結(jié)果相等.

由以上分析可知，將三相電流代入計(jì)算后，其零序電流可抵消為零.所以，F(xiàn)BD 算法運(yùn)用到三相四線制APF 時(shí)，可不必先剔除零序電流，由此可避免計(jì)算復(fù)雜化，保持算法的簡(jiǎn)潔和穩(wěn)定.

1.3 改進(jìn)的移動(dòng)平均值法取代低通濾波器

在傳統(tǒng)諧波檢測(cè)方法中，用于提取直流量的低通濾波器的采樣和計(jì)算過程會(huì)產(chǎn)生滯后誤差，影響諧波檢測(cè)精度［17］.為了提高檢測(cè)精度和提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，文中采用改進(jìn)的移動(dòng)平均值法來替代傳統(tǒng)的低通濾波器提取直流分量.

在進(jìn)入直流分量提取單元之前，d 軸信號(hào)的直流量對(duì)應(yīng)負(fù)載的基波有功功率，q 軸信號(hào)的直流量對(duì)應(yīng)負(fù)載的基波無功功率.對(duì)于dq 軸上的交流分量，其一個(gè)工頻周期內(nèi)的所有采樣點(diǎn)累加的和為0.而對(duì)于直流分量，在一個(gè)工頻周期內(nèi)進(jìn)行所有采樣點(diǎn)累加后除以采樣點(diǎn)數(shù)，結(jié)果仍然為該直流信號(hào).

根據(jù)以上性質(zhì)，設(shè)每工頻周期采樣N 個(gè)點(diǎn)，通過對(duì)這N 個(gè)采樣點(diǎn)的值進(jìn)行累加后取一次平均值，即可得到直流分量.但在APF 中，每工頻周期取一次平均值的方法不能實(shí)時(shí)地反映信號(hào)的變化.當(dāng)采樣第k 點(diǎn)時(shí)，改進(jìn)的移動(dòng)平均值法用當(dāng)前最新的采樣信息id(k)代替上一個(gè)周期內(nèi)N 個(gè)采樣點(diǎn)中最舊的信息id(k-N).即有:

式中，id(k)為當(dāng)前時(shí)刻的新數(shù)據(jù)，id(k -N)為上一個(gè)周期內(nèi)N 個(gè)采樣點(diǎn)中最舊的數(shù)據(jù).每次采樣一次數(shù)據(jù)，就重新計(jì)算一次直流分量，移動(dòng)平均值隨之發(fā)生變化.由此，只需要一個(gè)采樣點(diǎn)的新數(shù)據(jù)就可以計(jì)算出新的輸入信號(hào)直流分量，在理論上只需要延時(shí)一個(gè)采樣周期，從而保持直流分量根據(jù)實(shí)際情況實(shí)時(shí)變化，體現(xiàn)了數(shù)據(jù)更新的快速性和實(shí)時(shí)性.

1.4 改進(jìn)檢測(cè)算法與傳統(tǒng)檢測(cè)算法特性比較

1.4.1 計(jì)算量

傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率方法在測(cè)量出系統(tǒng)電壓和電流之后，需要使用36 個(gè)乘法器和8 個(gè)除法器來決定三相參考電流，計(jì)算量很大，而FBD 法沒有復(fù)雜的Park 變換和Clark 變換，只需要使用18 個(gè)乘法器和2 個(gè)除法器來決定三相參考電流，且公式中正余弦量均可通過查詢正余弦表得到，算法簡(jiǎn)單，計(jì)算量小.因此，通過式(7)的線性變換關(guān)系，在算法的前半部分用FBD 法代替瞬時(shí)無功功率法，可減少因坐標(biāo)變換引起的矩陣運(yùn)算，大大降低算法的運(yùn)算量，減輕軟件的負(fù)擔(dān)，保證了算法良好的實(shí)時(shí)性.通過推導(dǎo)證明剔除零序電流分量是不必要且可省略的，進(jìn)一步減小了算法的復(fù)雜性和運(yùn)算量，降低系統(tǒng)的軟硬件成本.

1.4.2 上、下電容均壓環(huán)的控制

雖然FBD 法沒有進(jìn)行復(fù)雜的坐標(biāo)變換，計(jì)算量遠(yuǎn)少于瞬時(shí)無功功率法，但它并沒有對(duì)零軸電流進(jìn)行單獨(dú)提取，也不能直接對(duì)電容中分式APF 的上、下電容進(jìn)行均壓控制，補(bǔ)償靈活性沒有瞬時(shí)無功功率法好.而改進(jìn)的檢測(cè)算法后半部分采用瞬時(shí)無功功率法，利用其可以通過對(duì)零軸電流進(jìn)行單獨(dú)控制的特點(diǎn)，將上、下電容均壓環(huán)PI 調(diào)節(jié)器產(chǎn)生的零軸電流增量ΔIo疊加到諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)中零序電流參考值i*o中，實(shí)現(xiàn)直流側(cè)上、下電容電壓平衡的控制，克服了傳統(tǒng)FBD 算法中無法直接對(duì)電容中分式APF的上、下電容電壓進(jìn)行均壓控制，補(bǔ)償欠缺靈活性的不足，解決了上、下電容電壓平衡的問題.

1.4.3 實(shí)時(shí)性

由于改進(jìn)的檢測(cè)算法前半部分用FBD 法取代傳統(tǒng)無功功率法，減少了空間坐標(biāo)變換，使用的乘法器及除法器個(gè)數(shù)遠(yuǎn)比傳統(tǒng)的無功功率法少，運(yùn)算量大大減小，因此改進(jìn)諧波檢測(cè)法的實(shí)時(shí)性相對(duì)于傳統(tǒng)的無功功率法要更為優(yōu)越.另外，由于改進(jìn)的檢測(cè)方法采用了改進(jìn)的移動(dòng)平均值法代替低通濾波器，每采樣一個(gè)數(shù)據(jù)就重新計(jì)算一次直流分量，只需一個(gè)采樣點(diǎn)的新數(shù)據(jù)就可以計(jì)算出新的輸入信號(hào)直流分量，節(jié)省軟件存儲(chǔ)空間，進(jìn)一步減小軟件負(fù)擔(dān)，在理論上只需延時(shí)一個(gè)采樣周期，并且在一個(gè)工頻周期內(nèi)，采樣點(diǎn)數(shù)越多，延時(shí)越小，實(shí)時(shí)性越好.

1.5 改進(jìn)檢測(cè)算法總體框圖

文中所提出的諧波檢測(cè)方法總原理框圖如圖1所示.基于傳統(tǒng)的無功功率法和FBD 法應(yīng)用在電容中分式APF 上的優(yōu)缺點(diǎn)，推導(dǎo)出兩者的內(nèi)在聯(lián)系，將兩者結(jié)合，取長(zhǎng)補(bǔ)短.前半部分采用FBD 法，并省去了不必要的零序電流分離環(huán)節(jié)，由三相負(fù)載電流ia(t)、ib(t)、ic(t)與三相參考電壓作用得到等效電導(dǎo)Gp(t)、Gq(t)，然后根據(jù)線性變換關(guān)系轉(zhuǎn)化為id(t)、iq(t)，降低了算法的復(fù)雜性，減少了計(jì)算量，保證了良好的實(shí)時(shí)性.后半部分采用瞬時(shí)無功功率法，可對(duì)零軸電流進(jìn)行單獨(dú)提取，直流側(cè)電壓和上下電容均壓環(huán)產(chǎn)生的電流增量分別疊加到諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)的電流參考值i*p和i*o中，保證了直流測(cè)電壓穩(wěn)定和上下電容電壓的均衡，確保在三相四線制電容中分式APF 的可行性.采用改進(jìn)的移動(dòng)平均值算法代替低通濾波器，避免低通濾波器采樣和計(jì)算過程中產(chǎn)生的滯后誤差，提高了諧波檢測(cè)精度.

圖1 改進(jìn)的諧波檢測(cè)法原理框圖Fig.1 Block of improved harmonic detected method

2 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提出算法的可行性和優(yōu)越性，運(yùn)用動(dòng)態(tài)仿真軟件Matlab 建立的仿真模型進(jìn)行了仿真分析.同時(shí)，搭建了一臺(tái)33 kW 的三相四線制電容中分式并聯(lián)有源電力濾波器，在該平臺(tái)上進(jìn)行了算法的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證.

2.1 仿真驗(yàn)證

運(yùn)用動(dòng)態(tài)仿真軟件Matlab 建立的三相四線制APF 模型進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，仿真參數(shù)如表1所示.

表1 系統(tǒng)參數(shù)Table1 System parameters

圖2 兩種檢測(cè)方法的系統(tǒng)電流仿真波形Fig.2 Simulated current waveform using two detect method

圖2為分別運(yùn)用傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率算法以及改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法得出的系統(tǒng)負(fù)載電流、輸出指令電流、輸出補(bǔ)償電流和補(bǔ)償后的電源電流波形.由圖可以看出，文中所提出的諧波檢測(cè)算法能準(zhǔn)確檢測(cè)出負(fù)載諧波電流，以此作為APF的輸出指令電流，電源電流經(jīng)APF 輸出電流補(bǔ)償后接近正弦，其總諧波畸變率(THD)由補(bǔ)償前的23.88%下降到補(bǔ)償后的3.81%，比運(yùn)用傳統(tǒng)瞬時(shí)功率檢測(cè)算法的補(bǔ)償效果4.99%更好.由此說明，運(yùn)用改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法，使得APF 能更精確的檢測(cè)系統(tǒng)諧波，在相同的電流控制器作用下，具有更好的補(bǔ)償性能.

為了驗(yàn)證改進(jìn)諧波算法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，在0.2 s時(shí)刻給負(fù)載并聯(lián)一個(gè)R=15Ω 的電阻使負(fù)載突變.在負(fù)載電流突然變大的情況下，將改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法與傳統(tǒng)的諧波檢測(cè)算法進(jìn)行比較.圖3為當(dāng)負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，分別采用兩種檢測(cè)算法的系統(tǒng)負(fù)載和諧波指令電流波形.由圖可見，傳統(tǒng)的瞬時(shí)無功功率算法得到的指令電流需要經(jīng)過3 個(gè)周波才能到達(dá)新的穩(wěn)態(tài)，而采用改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法得到的指令電流只需經(jīng)過2 個(gè)周波就能到達(dá)新的穩(wěn)態(tài).由此說明，采用改進(jìn)的諧波算法能更迅速的跟上負(fù)載的突變，更實(shí)時(shí)準(zhǔn)確地檢測(cè)出諧波電流的變化，具有更好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能.

2.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證該方法的正確性和相對(duì)于傳統(tǒng)諧波檢測(cè)算法的優(yōu)越性，搭建了一臺(tái)33 kW 的三相四線制電容中分式并聯(lián)型APF 進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證.為保持仿真和實(shí)驗(yàn)的一致性，APF 樣機(jī)系統(tǒng)參數(shù)與仿真一致.檢測(cè)方法分別為改進(jìn)的諧波檢測(cè)法和傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率法，直流側(cè)電壓環(huán)和均壓環(huán)均采用PI控制，電流控制采用基于PI 與重復(fù)控制并聯(lián)的控制策略［18］.

圖3 負(fù)載突變時(shí)指令電流仿真波形Fig.3 Simulated current waveform when load changes

圖4為采用改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法時(shí)系統(tǒng)的電壓和電流波形.由圖可看出，運(yùn)用改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法，通過諧波檢測(cè)算法形成的APF 直流測(cè)電壓環(huán)和均壓環(huán)均能正常工作，APF 直流側(cè)電壓很好地穩(wěn)定在預(yù)設(shè)的750 V，上、下電容電壓平衡且均為375 V，波動(dòng)很小，達(dá)到直流側(cè)電壓穩(wěn)定控制的目的.以諧波檢測(cè)算法得出的諧波電流為指令，APF 輸出的補(bǔ)償電流很好地補(bǔ)償了系統(tǒng)諧波，電源電流經(jīng)補(bǔ)償后接近正弦波，其THD 值由24.45%降至4.53%，比運(yùn)用傳統(tǒng)瞬時(shí)功率檢測(cè)算法的補(bǔ)償效果5.85%更好，補(bǔ)償后電源電流在換相處的尖峰更小，進(jìn)一步改善了電源電流質(zhì)量，達(dá)到國(guó)標(biāo)標(biāo)準(zhǔn).

圖4 穩(wěn)態(tài)時(shí)系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 System experimental waveforms

圖5為當(dāng)負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，分別采用傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率算法和改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法的系統(tǒng)電流波形.由圖可見，采用傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率諧波檢測(cè)算法，輸出補(bǔ)償電流因負(fù)載突變產(chǎn)生較大的波動(dòng)，補(bǔ)償后的電源電流在波峰處產(chǎn)生小幅畸變，而采用改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法，輸出的補(bǔ)償電流因負(fù)載突變產(chǎn)生的波動(dòng)較小，能更快到達(dá)新的穩(wěn)態(tài)，且補(bǔ)償后的電源電流在波峰處波形更佳，電流換相處的尖峰更小，補(bǔ)償效果更好.由此，采用改進(jìn)的諧波檢測(cè)算法，能更實(shí)時(shí)準(zhǔn)確的檢測(cè)出諧波電流的變化，具有更好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，保證有源濾波器在采用相同的電流控制器的情況下，APF 的輸出能更迅速的跟上諧波變化，更準(zhǔn)確高效的補(bǔ)償系統(tǒng)諧波，具有更好的動(dòng)態(tài)性能.

圖5 負(fù)載突變時(shí)系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveform when load suddenly change

3 結(jié)論

針對(duì)傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率和FBD 諧波檢測(cè)算法的不足，為了更快速有效的檢測(cè)出有源電力濾波器中的諧波電流，在分析傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率理論和FBD 法的基礎(chǔ)上，將兩種方法相結(jié)合，提出一種改進(jìn)的諧波檢測(cè)方法.該方法省去了不必要的零序電流分離環(huán)節(jié)，降低了算法的復(fù)雜性.減少了傳統(tǒng)瞬時(shí)無功功率算法因坐標(biāo)變換引起矩陣運(yùn)算，大大減少了計(jì)算量，降低了軟件開銷，并保證了良好的實(shí)時(shí)性，提高了諧波檢測(cè)的動(dòng)態(tài)性能.對(duì)零軸電流進(jìn)行單獨(dú)提取，并對(duì)上、下電容的均壓進(jìn)行控制，克服了傳統(tǒng)FBD 算法中無法直接對(duì)電容中分式APF 的上、下電容進(jìn)行均壓控制，補(bǔ)償欠缺靈活性的不足，確保算法在三相四線制電容中分式APF 中的可行性.采用改進(jìn)的移動(dòng)平均算法代替低通濾波器，避免低通濾波器采樣和計(jì)算過程中產(chǎn)生的滯后誤差，提高了諧波檢測(cè)精度.所提出的方法對(duì)于提高諧波檢測(cè)性能，改善有源濾波器補(bǔ)償效果具有實(shí)際意義，并可在此基礎(chǔ)上進(jìn)一步探索在三相四線制四橋臂APF 中的應(yīng)用與改進(jìn).

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