1 引言

在保證低輸入電流諧波、良好的電源質(zhì)量的前提下，提高輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度以及電源轉(zhuǎn)換效率逐漸成為PFC技術(shù)中的研究熱點(diǎn)[1-5]。與傳統(tǒng)的模擬PFC控制器相比，數(shù)字PFC控制器提供的電源管理功能，以及靈活的的控制算法近來(lái)受到越來(lái)越多的關(guān)注[2,4,5]。并且數(shù)字PFC控制技術(shù)很容易通過(guò)DSP或者微控制器進(jìn)行驗(yàn)證，大大縮短設(shè)計(jì)周期[6,7]。目前，數(shù)字PFC控制策略中大部分采用的依然是傳統(tǒng)的模擬控制思路，只是將這些方法采用數(shù)字形式實(shí)現(xiàn)而已。例如有源PFC技術(shù)中常見(jiàn)的電壓模式控制[8,9]、電流模式控制[10,11]和單周期控制[12-14]等。其中電壓模式、電流模式控制都是依靠電壓環(huán)來(lái)穩(wěn)定輸出電壓，通常包含截止頻率很低的低通濾波器，其在衰減了輸出電壓諧波含量的同時(shí)卻大大降低了輸出電壓對(duì)負(fù)載變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。這對(duì)于恒載應(yīng)用的場(chǎng)合并無(wú)影響，但在變載的應(yīng)用中，電壓環(huán)帶寬不夠?qū)?dǎo)致輸出母線電壓長(zhǎng)時(shí)間大幅度的波動(dòng)，不僅使得系統(tǒng)的控制性能下降，同時(shí)也對(duì)負(fù)載造成了十分嚴(yán)重的危害。另外，基于乘法器的平均電流控制[15,16]，需要檢測(cè)輸入電壓、輸入電流和輸出電壓三路信號(hào)，且控制環(huán)路里有乘法器，當(dāng)將其采用數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)時(shí)，一方面，因乘法器計(jì)算復(fù)雜，必然會(huì)導(dǎo)致延時(shí)，影響控制效果；另一方面，采用數(shù)字控制芯片時(shí)，三路A-D轉(zhuǎn)換器采樣以及乘法器將導(dǎo)致芯片面積增加，成本上升。單周期PFC控制技術(shù)不必考慮電流模式控制中的人為補(bǔ)償，最大的好處是減少了一路輸入電壓采樣。雖然數(shù)字單周期PFC控制技術(shù)[17,18]克服了模擬單周期PFC技術(shù)中參數(shù)固定、控制參數(shù)適應(yīng)范圍小的問(wèn)題，但仍需要對(duì)電流信息進(jìn)行采樣和處理。

本文提出了一種工作在電流斷續(xù)模式（Discon tinuous Current Mode，DCM）下的數(shù)字PFC控制器。該控制器無(wú)需進(jìn)行電流采樣，采用自適應(yīng)PI控制，改善了系統(tǒng)環(huán)路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，并且提高了系統(tǒng)的抗擾動(dòng)性能，能夠適應(yīng)寬范圍的輸入和負(fù)載條件。同時(shí)采用了基于模式控制的啟動(dòng)尖峰電流抑制策略，既最大程度的加快了啟動(dòng)時(shí)間，又保證啟動(dòng)時(shí)無(wú)電流尖峰?；谒岬目刂品椒ㄔO(shè)計(jì)的專(zhuān)用集成數(shù)字PFC控制器芯片，采用Chartered公司的0.18μm工藝進(jìn)行流片驗(yàn)證，并預(yù)先利用FPGA對(duì)設(shè)計(jì)系統(tǒng)的性能進(jìn)行了測(cè)試。

圖1 Boost型自適應(yīng)數(shù)字PFC控制器框圖Fig.1 The block diagram of digital PFC withself-adapting controller

2 自適應(yīng)PFC控制策略分析

固定參數(shù)的經(jīng)典PID控制器是PFC系統(tǒng)中常用的控制策略[19,20]，它的最大優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)，但是在寬的負(fù)載變化和輸入電壓范圍內(nèi)，固定參數(shù)PID控制器的廣適性并不好，特別是在動(dòng)態(tài)響應(yīng)要求較高的系統(tǒng)中。因此本文設(shè)計(jì)一種分段自適應(yīng)控制方法，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，它采用非線性PI控制算法，根據(jù)負(fù)載、輸入電壓等的變化實(shí)時(shí)改變控制參數(shù)，使得系統(tǒng)在寬輸入電壓范圍和負(fù)載變化的條件下都具有高功率因數(shù)值和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。

分段自適應(yīng)控制是根據(jù)參考值Vref和實(shí)際值輸出電壓vout之間偏差e(e[n]=Vref-Hvout[n])的大小，將系統(tǒng)分為近穩(wěn)態(tài)階段和動(dòng)態(tài)階段兩個(gè)部分。當(dāng)|e|在設(shè)定的近似穩(wěn)態(tài)范圍以?xún)?nèi)，即|e|小于設(shè)定的近穩(wěn)態(tài)閾值TH1時(shí)，選用相應(yīng)的較小PID參數(shù)，屬于普通的線性PID調(diào)節(jié)；而當(dāng)|e|大于設(shè)定的近穩(wěn)態(tài)閾值TH2時(shí)，判定系統(tǒng)處于動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)狀態(tài)，更換大比例PID參數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)，從而加快動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。這樣在不增加穩(wěn)態(tài)偏差和降低系統(tǒng)穩(wěn)定性的前提下，改善系統(tǒng)輸出電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。并且設(shè)定TH1＞TH2，避免了由于振蕩引起的參數(shù)頻繁切換而加劇振蕩的現(xiàn)象。這種方式既能有效地利用PID控制的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)也避免了其因要滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性而無(wú)法實(shí)現(xiàn)快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)的問(wèn)題。閾值TH2要略大于所能接受的穩(wěn)定時(shí)輸出電壓波動(dòng)幅度（按照輸入電壓和輸出功率引起的不同輸出電壓波動(dòng)的最壞情況），本文中設(shè)為10V；閾值TH1設(shè)定可按照仿真時(shí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)情況進(jìn)行調(diào)整，一般為了硬件實(shí)現(xiàn)方便選取2～6倍TH2，本文設(shè)為 4倍TH2。

PID采用經(jīng)典的增量式控制，其表達(dá)式為

由于在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過(guò)程中，誤差電壓e較大，其對(duì)于參數(shù)的敏感度很高，若PID參數(shù)過(guò)大，微小的變化也會(huì)導(dǎo)致占空比劇烈變化。本文在PID參數(shù)調(diào)整過(guò)程中，KI=1、KD=0均保持恒定，主要對(duì)KP進(jìn)行了調(diào)節(jié)，動(dòng)態(tài)時(shí)設(shè)為127，穩(wěn)態(tài)時(shí)設(shè)為511（這組參數(shù)的選取也考慮了硬件易于實(shí)現(xiàn)的因素）。

此外，由于在系統(tǒng)啟動(dòng)階段追求快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)而單獨(dú)設(shè)計(jì)的調(diào)節(jié)參數(shù)，會(huì)加大輸入級(jí)對(duì)后級(jí)儲(chǔ)能器件的充電能量，也會(huì)由于能量的過(guò)度累積導(dǎo)致大的電流尖峰。尖峰電流可能給系統(tǒng)器件帶來(lái)毀滅性影響，這也是實(shí)際應(yīng)用中需要重點(diǎn)解決的問(wèn)題之一。傳統(tǒng)可以采用輸出并聯(lián)電容或者電流檢測(cè)抑制。但是并聯(lián)輸出電容不僅會(huì)增大板級(jí)面積，還會(huì)延長(zhǎng)啟動(dòng)時(shí)間；而應(yīng)用電流檢測(cè)電路意味著在數(shù)字控制器中需要增加額外的模擬電路，這也是要避免的。因此本文提出了一種基于模式控制的啟動(dòng)電流尖峰抑制策略，它的核心思想在于強(qiáng)制系統(tǒng)在DCM模式下工作，消除多余的能量累積，從而規(guī)避電感上的尖峰電流。

Boost型轉(zhuǎn)換器中電感充電時(shí)和電感放電時(shí)的電流變化量分別為

式中，Vin和vout分別為輸入電壓、輸出電壓；L為電感值；Ts為開(kāi)關(guān)頻率；D1Ts和D2Ts分別為電感充電和放電持續(xù)的時(shí)間。

假設(shè)系統(tǒng)工作在CCM（Continuous CurrentMode）模式下，則每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的電流累加會(huì)使電感中很快出現(xiàn)一個(gè)大的浪涌電流尖峰。因此本設(shè)計(jì)中強(qiáng)制使系統(tǒng)工作在DCM狀態(tài)下，令電感充電階段增加的電流會(huì)在電感放電階段全部消耗完畢。

以式（7）作為系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)最大占空比的限制條件，確保系統(tǒng)保持DCM工作狀態(tài)而不會(huì)進(jìn)入CCM狀態(tài)下工作，增加的能量在本周期內(nèi)全部消耗掉，因此不會(huì)出現(xiàn)尖峰電流。

3 自適應(yīng)PFC實(shí)現(xiàn)方案

圖2為本設(shè)計(jì)中的自適應(yīng)PFC控制策略流程圖。在每個(gè)采樣周期獲得輸入電壓vin和輸出電壓vout的采樣值后，動(dòng)態(tài)計(jì)算最大限定占空比的值，并更新存儲(chǔ)。同時(shí)利用輸出電壓vout與預(yù)設(shè)參考量Vref得到誤差信號(hào)作為受控變量進(jìn)行自適應(yīng)PID補(bǔ)償，所得到占空比控制信號(hào)與本次采樣周期初始計(jì)算的最大限定占空比進(jìn)行比較后做平頂輸出，此輸出將為系統(tǒng)最終的控制量。

圖2 控制策略流程圖Fig.2 The control strategy flowchart

圖3 抑制電流尖峰仿真結(jié)果Fig.3 The simulation results of limiting the peak current

采用Matlab/Simulink工具對(duì)所提出的自適應(yīng)控制PFC進(jìn)行驗(yàn)證，仿真結(jié)果如圖3所示。圖3a是在設(shè)定的極限占空比的基礎(chǔ)上增加1LSB的占空比容限得到的仿真結(jié)果。從圖中可以看出，這導(dǎo)致系統(tǒng)中產(chǎn)生15～20A的尖峰過(guò)沖，并且在高輸入電壓的情況下，尖峰情況會(huì)變得更壞。圖3b是采用所提出控制策略的仿真結(jié)果，啟動(dòng)尖峰電流得到了極大抑制，同時(shí)對(duì)啟動(dòng)時(shí)間并沒(méi)有很大影響。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

本文所設(shè)計(jì)的基于DCM工作模式的數(shù)字PFC控制器芯片目前正通過(guò) Chartered公司的0.18μm CMOS工藝進(jìn)行流片驗(yàn)證，核心電路版如圖4a所示，大小約為700μm×500μm。系統(tǒng)性能首先通過(guò)FPGA進(jìn)行驗(yàn)證，驗(yàn)證系統(tǒng)如圖4b所示。

圖4 所設(shè)計(jì)的數(shù)字PFC結(jié)構(gòu)圖Fig.4 The structure of the proposed PFC

PFC系統(tǒng)的設(shè)計(jì)指標(biāo)為：輸入電壓Vin,max=AC110～230V，輸出電壓Vout=400V，最大輸出功率Pout,max=140W，開(kāi)關(guān)頻率fs=100kHz，功率拓?fù)渲袃?chǔ)能電感及電容分別為220μH和100μF。ADC選用了AD7825芯片的高7bits，9bits的數(shù)字脈寬調(diào)制電路[21]和所提出的控制算法用Verilog編程后下載到FPGA中驗(yàn)證，選用的FPGA板的核心芯片為Cyclone.II系列的EP2C8Q208C8N。

PFC系統(tǒng)的輸出電壓和輸入電壓分別通過(guò)采樣電阻網(wǎng)絡(luò)分壓后送入兩個(gè)A-D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，轉(zhuǎn)換后的數(shù)字信號(hào)送入FPGA中依次交由算法模塊和數(shù)字脈寬調(diào)制模塊處理，最終得到占空比信號(hào)控制功率級(jí)開(kāi)關(guān)管。

圖5為此數(shù)字PFC系統(tǒng)在不同的輸入電壓及輸出功率下的PF值測(cè)試數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)曲線。由圖可見(jiàn)，當(dāng)輸出功率大于40W以后，PF值高于0.9，且隨著輸入電壓加大，PF值逐漸增大并接近1，最大值出現(xiàn)在輸入電壓AC120V、輸出功率140W的時(shí)候，為0.9958，滿足各個(gè)標(biāo)準(zhǔn)中對(duì)PF值的規(guī)定。而在輕載時(shí)（本系統(tǒng)中＜40W），電壓和電流的波動(dòng)范圍均減小，但A-D轉(zhuǎn)換器的量化范圍及精度保持不變，因此對(duì)此時(shí)電壓和電流波動(dòng)的敏感度降低，較難擬合出好的曲線。

圖5 PF值測(cè)試數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)圖Fig.5 The graph of PF value

圖6為系統(tǒng)效率測(cè)試數(shù)據(jù)的統(tǒng)計(jì)曲線，由于在這個(gè)最大輸出功率高達(dá)140W的系統(tǒng)中，F(xiàn)PGA的功耗相對(duì)來(lái)說(shuō)很小，因此在測(cè)試中忽略了FPGA的功耗，系統(tǒng)的最大效率為95.68%。

圖7～圖9是PFC系統(tǒng)測(cè)試圖，圖中從上到下分別表示占空比波形（10V/格），輸出電壓Vout的波形（2V/格，×100衰減系數(shù)），輸入電壓Vin的波形（200mV/格，×100衰減系數(shù)）和輸入電流的波形（2A/格）。

圖7為輸入電壓AC130V、輸出功率120W的條件下系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)的波形。系統(tǒng)在160ms（約8個(gè)工頻周期）以?xún)?nèi)啟動(dòng)完成，無(wú)電壓超調(diào)及浪涌電流。

圖7 Vin=AC130V，Pout=120W時(shí)系統(tǒng)啟動(dòng)波形Fig.7 The startup waveforms when Vin=AC130V andPout=120W

圖8 當(dāng)Vin=AC130V時(shí)的系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)過(guò)程Fig.8 The dynamic response process when Vin=AC130V

圖9 當(dāng)Vin=AC230V時(shí)的系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)過(guò)程Fig.9 The dynamic response process when Vin=AC230V

下表是本系統(tǒng)與Cirrus Logic公司的CS1601芯片產(chǎn)品之間，在輸出功率切換時(shí)的瞬態(tài)響應(yīng)數(shù)據(jù)對(duì)比。在選取的3組對(duì)比數(shù)據(jù)中，本設(shè)計(jì)的PFC系統(tǒng)只在Vin=AC130V時(shí)響應(yīng)時(shí)間和過(guò)沖電壓值稍遜于CS1601。而在其他兩個(gè)輸入電壓下，瞬態(tài)響應(yīng)性能都要優(yōu)于CS1601。

圖8和圖9分別為輸入電壓Vin=AC130V和AC230V時(shí)，輸出功率Pout在20W和120W之間切換的瞬態(tài)響應(yīng)波形?？梢钥闯鲈谕瑯拥那袚Q條件下，輸入電壓較低的時(shí)候瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)間較長(zhǎng)，且電壓過(guò)/欠沖值較大。

表 輸出功率變化時(shí)的瞬態(tài)響應(yīng)Tab. Dynamic response with output power changing

5 結(jié)論

本文完成一款具有快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)的單相Boost型PFC數(shù)字控制芯片的設(shè)計(jì)，主要解決兩個(gè)方面的問(wèn)題：首先對(duì)輸入電流進(jìn)行校正，使其變?yōu)榕c輸入電網(wǎng)電壓同相位的正弦波，得到全載下的高功率因數(shù)；并在此基礎(chǔ)上提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能，通過(guò)分段自適應(yīng)控制以及基于模式控制的啟動(dòng)策略，使得系統(tǒng)具有快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)以及低的啟動(dòng)電流尖峰。通過(guò)FPGA進(jìn)行實(shí)物驗(yàn)證的測(cè)試結(jié)果表明所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)達(dá)到了設(shè)計(jì)指標(biāo)。

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