張乾+劉克承+王衛(wèi)國

摘 要： 介紹一款星載多路輸出開關(guān)電源。該電源的設(shè)計方法能夠滿足絕大部分星載多路輸出開關(guān)電源的需求。重點介紹該電源的部分設(shè)計特點，分析工作原理，并給出了設(shè)計公式。實踐表明，該電源優(yōu)化了星載開關(guān)電源小型化設(shè)計，可廣泛應(yīng)用于星載多路開關(guān)電源。

關(guān)鍵詞： 星載電源； 多路輸出開關(guān)電源； 小型化設(shè)計； 電路設(shè)計

中圖分類號： TN710?34 文獻標(biāo)識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）20?0145?03

Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter

ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo

（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）

Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.

Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design

隨著我國航天事業(yè)的發(fā)展，衛(wèi)星有效載荷的數(shù)量和種類越來越多，勢必要求與之相配套的開關(guān)電源的體積和重量進一步減小。因此，開關(guān)電源的小型化設(shè)計成為目前星載開關(guān)電源研究的一個熱門課題。眾所周知，開關(guān)電源的小型化可以從優(yōu)化電路設(shè)計和采用新工藝兩個方面入手，例如采用混合厚膜工藝可以大幅度地減小電源的體積和重量，但國產(chǎn)混合厚膜開關(guān)電源在航天領(lǐng)域目前還處在推廣中，主要是其抗輻照性能對于高軌長壽命衛(wèi)星來說存在著一定的局限性。因此，采用表貼工藝的開關(guān)電源在航天領(lǐng)域依然具備廣闊的市場。這就要求必須在電路設(shè)計上進行優(yōu)化，以滿足星載開關(guān)電源小型化的要求。本文介紹一種多路輸出開關(guān)電源，它采用不同拓撲組合的方式，能夠滿足星上大部分中小功率設(shè)備的供電需求。

1 星載多路輸出開關(guān)電源的幾種設(shè)計方案

1.1 單端反激式多路輸出開關(guān)電源

圖1所示單端反激式多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計思路是：考慮到星載開關(guān)電源的磁隔離要求，采取前級自持預(yù)穩(wěn)壓，后級各路輸出進行二次穩(wěn)壓的方式。反激式拓撲的特點是電路結(jié)構(gòu)簡單，易于實現(xiàn)多路輸出。如果不采用二次穩(wěn)壓，次級各路輸出的電壓和負載穩(wěn)定度不會優(yōu)于±3%，很難滿足星上大部分用電設(shè)備的需求，因此，常常會在輸出端進行二次穩(wěn)壓。常用的方法是采用三端穩(wěn)壓器進行二次穩(wěn)壓，這樣輸出各路電壓穩(wěn)定度優(yōu)于±1%，能夠滿足星上用電設(shè)備的需求，采用三端穩(wěn)壓器進行二次穩(wěn)壓的另一個優(yōu)點是如果用電設(shè)備對低頻干擾比較敏感，那么輸出后級采用三端穩(wěn)壓器進行二次穩(wěn)壓還能有效隔離輸入端引入的低頻干擾，保證用電設(shè)備正常工作[1]。但是單端反激式多路輸出開關(guān)電源同樣有它的局限性，如果其中某一路輸出電流比較大，后級采用三端穩(wěn)壓器進行二次穩(wěn)壓會造成很大的功耗，從而降低了電源的轉(zhuǎn)換效率，進而影響了電源的工作壽命。

1.2 單端正激式多路輸出開關(guān)電源

圖2所示單端正激式多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計思路是：主路輸出采用閉環(huán)直接反饋控制，輔輸出采用磁鏈耦合技術(shù)以改善輔路輸出的電壓和負載穩(wěn)定度。設(shè)計上一般主路輸出功率比較大，輔路輸出功率相對比較小，即便如此輔路輸出的電壓和負載穩(wěn)定度也不會優(yōu)于±5%，而且輔路輸出的功率越大，輔路輸出的穩(wěn)定度也越差。這種方案一般設(shè)計成3路電源，路數(shù)再多輔路輸出的穩(wěn)定度就無法接受了?？傮w上單端正激式多路輸出開關(guān)電源輔路輸出負載和電壓穩(wěn)定度要比單端反激式多路輸出開關(guān)電源各路輸出負載和電壓穩(wěn)定度差。

圖1 單端反激式多路輸出

圖2 單端正激式多路輸出開關(guān)電源

1.3 單端反激和單端正激相結(jié)合的多路輸出開關(guān)電源

從圖3可以看出電源由反激拓撲和正激拓撲組成，考慮到電源小型化的需求，電源共用一個消浪涌電路和輸入濾波電路。反激電路組成三路小電流輸出，后級各路輸出通過三端穩(wěn)壓器進行進一步穩(wěn)壓，反激主變壓器上繞制的兩個輔助繞組的輸出電壓給正激電路的PWM芯片供電，由于反激電路采取了前級預(yù)穩(wěn)壓，同時給PWM芯片供電的負載電流比較?。ㄐ∮?00 mA）。因此反激主變壓器上的兩個輔助繞組給PWM芯片的供電電壓非常穩(wěn)定，能夠滿足在不同條件下PWM芯片的供電要求。這種方案既滿足了星用開關(guān)電源的磁隔離要求，又避免了方案（1）中大負載電流下使用三端穩(wěn)壓器進行二次穩(wěn)壓造成的功耗過大的問題，同時也解決了方案（2）中的輔路輸出穩(wěn)定度不高的問題。最大的優(yōu)點是這種方案不受路數(shù)上的限制，設(shè)計上可以把小電流各路全部在單端反激中輸出，大電流各路從單端正激中輸出。本文設(shè)計了一款五路輸出電源，其中18.5 V，±14.5 V負載電流小于1 A從三路反激電源中出；7.5 V，5.5 V負載電流比較大從正激電源中出，它們的PWM芯片供電電壓都是從三路反激電源的輔助繞組中輸出的。

2 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計

技術(shù)指標(biāo)如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關(guān)頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉(zhuǎn)換效率≥78%。

圖3 單端反激和正激相結(jié)合的多路輸出開關(guān)電源

2.1 變壓器的設(shè)計

電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設(shè)計，反激變換器的特點是當(dāng)主功率開關(guān)管導(dǎo)通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當(dāng)關(guān)斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)下消耗的能量[6]。具體設(shè)計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關(guān)電源周期；[Tonmax]為開關(guān)管導(dǎo)通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。

初級線圈的電感為：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初級繞組的匝數(shù)為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應(yīng)強度。

初次級繞組匝數(shù)比為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。

次級繞組匝數(shù)為：

[n12=NpNs] （5）

變壓器氣隙為：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數(shù)為9匝；±14.5 V時匝數(shù)為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數(shù)為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。

正激電路變壓器的設(shè)計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數(shù)為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。

次級繞組匝數(shù)為：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]為最大占空比。

按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導(dǎo)線電流密度取7～8 A/mm2。

2.2 輸出濾波電路的設(shè)計

反激變換器由于其主變壓器初級充當(dāng)了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。

按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓小，工作在非連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓大。設(shè)計上一般將額定輸出電流的設(shè)定為電感連續(xù)和非連續(xù)工作狀態(tài)的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。

2.3 關(guān)鍵點波形和數(shù)據(jù)

表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。

表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V

表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V

圖4 額定輸入下反激電路主開關(guān)管漏源波形

圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關(guān)管漏源波形

3 結(jié) 論

本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關(guān)電源，不僅有效地解決了傳統(tǒng)星用開關(guān)電源的一些弊病，同時在電源的小型化設(shè)計上具備一定的優(yōu)勢，在星用開關(guān)電源的應(yīng)用上具備廣闊的前景。

圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關(guān)管漏源波形

參考文獻

[1] PRESSMAN A L.開關(guān)電源設(shè)計[M].王志強，譯.北京：電子工業(yè)出版社，2005.

[2] 劉勝利.現(xiàn)代高頻開關(guān)電源實用技術(shù)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2001.

[3] 戶川治郎.實用電源電路設(shè)計[M].北京：科學(xué)出版社，2005.

[4] 甘久超，謝運祥，顏凌峰.DC/DC變換器的多路輸出技術(shù)綜述[J].電工技術(shù)雜志，2002（4）：1?4.

[5] 何穎彥，顧亦磊，錢照明.一種采用磁放大器技術(shù)的新穎多路輸出變換器[J].電力系統(tǒng)自動化，2005（1）：69?72.

[6] 張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2004.

2 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計

技術(shù)指標(biāo)如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關(guān)頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉(zhuǎn)換效率≥78%。

圖3 單端反激和正激相結(jié)合的多路輸出開關(guān)電源

2.1 變壓器的設(shè)計

電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設(shè)計，反激變換器的特點是當(dāng)主功率開關(guān)管導(dǎo)通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當(dāng)關(guān)斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)下消耗的能量[6]。具體設(shè)計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關(guān)電源周期；[Tonmax]為開關(guān)管導(dǎo)通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。

初級線圈的電感為：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初級繞組的匝數(shù)為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應(yīng)強度。

初次級繞組匝數(shù)比為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。

次級繞組匝數(shù)為：

[n12=NpNs] （5）

變壓器氣隙為：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數(shù)為9匝；±14.5 V時匝數(shù)為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數(shù)為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。

正激電路變壓器的設(shè)計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數(shù)為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。

次級繞組匝數(shù)為：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]為最大占空比。

按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導(dǎo)線電流密度取7～8 A/mm2。

2.2 輸出濾波電路的設(shè)計

反激變換器由于其主變壓器初級充當(dāng)了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。

按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓小，工作在非連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓大。設(shè)計上一般將額定輸出電流的設(shè)定為電感連續(xù)和非連續(xù)工作狀態(tài)的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。

2.3 關(guān)鍵點波形和數(shù)據(jù)

表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。

表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V

表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V

圖4 額定輸入下反激電路主開關(guān)管漏源波形

圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關(guān)管漏源波形

3 結(jié) 論

本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關(guān)電源，不僅有效地解決了傳統(tǒng)星用開關(guān)電源的一些弊病，同時在電源的小型化設(shè)計上具備一定的優(yōu)勢，在星用開關(guān)電源的應(yīng)用上具備廣闊的前景。

圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關(guān)管漏源波形

參考文獻

[1] PRESSMAN A L.開關(guān)電源設(shè)計[M].王志強，譯.北京：電子工業(yè)出版社，2005.

[2] 劉勝利.現(xiàn)代高頻開關(guān)電源實用技術(shù)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2001.

[3] 戶川治郎.實用電源電路設(shè)計[M].北京：科學(xué)出版社，2005.

[4] 甘久超，謝運祥，顏凌峰.DC/DC變換器的多路輸出技術(shù)綜述[J].電工技術(shù)雜志，2002（4）：1?4.

[5] 何穎彥，顧亦磊，錢照明.一種采用磁放大器技術(shù)的新穎多路輸出變換器[J].電力系統(tǒng)自動化，2005（1）：69?72.

[6] 張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2004.

2 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計

技術(shù)指標(biāo)如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關(guān)頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉(zhuǎn)換效率≥78%。

圖3 單端反激和正激相結(jié)合的多路輸出開關(guān)電源

2.1 變壓器的設(shè)計

電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設(shè)計，反激變換器的特點是當(dāng)主功率開關(guān)管導(dǎo)通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當(dāng)關(guān)斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)下消耗的能量[6]。具體設(shè)計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關(guān)電源周期；[Tonmax]為開關(guān)管導(dǎo)通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。

初級線圈的電感為：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初級繞組的匝數(shù)為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應(yīng)強度。

初次級繞組匝數(shù)比為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。

次級繞組匝數(shù)為：

[n12=NpNs] （5）

變壓器氣隙為：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數(shù)為9匝；±14.5 V時匝數(shù)為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數(shù)為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。

正激電路變壓器的設(shè)計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數(shù)為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。

次級繞組匝數(shù)為：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]為最大占空比。

按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導(dǎo)線電流密度取7～8 A/mm2。

2.2 輸出濾波電路的設(shè)計

反激變換器由于其主變壓器初級充當(dāng)了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。

按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓小，工作在非連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓大。設(shè)計上一般將額定輸出電流的設(shè)定為電感連續(xù)和非連續(xù)工作狀態(tài)的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。

2.3 關(guān)鍵點波形和數(shù)據(jù)

表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。

表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V

表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V

圖4 額定輸入下反激電路主開關(guān)管漏源波形

圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關(guān)管漏源波形

3 結(jié) 論

本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關(guān)電源，不僅有效地解決了傳統(tǒng)星用開關(guān)電源的一些弊病，同時在電源的小型化設(shè)計上具備一定的優(yōu)勢，在星用開關(guān)電源的應(yīng)用上具備廣闊的前景。

圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關(guān)管漏源波形

參考文獻

[1] PRESSMAN A L.開關(guān)電源設(shè)計[M].王志強，譯.北京：電子工業(yè)出版社，2005.

[2] 劉勝利.現(xiàn)代高頻開關(guān)電源實用技術(shù)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2001.

[3] 戶川治郎.實用電源電路設(shè)計[M].北京：科學(xué)出版社，2005.

[4] 甘久超，謝運祥，顏凌峰.DC/DC變換器的多路輸出技術(shù)綜述[J].電工技術(shù)雜志，2002（4）：1?4.

[5] 何穎彥，顧亦磊，錢照明.一種采用磁放大器技術(shù)的新穎多路輸出變換器[J].電力系統(tǒng)自動化，2005（1）：69?72.

[6] 張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2004.