李云鵬，仝 俊，崔 偉

（1.空軍航空大學(xué)，長春130022；2.空軍航空大學(xué)教官基地，蚌埠233040）

0 引 言

現(xiàn)代的新體制雷達(dá)普遍采用相參技術(shù)，并且從頻率、波形、調(diào)制方式以及信號處理等方面進(jìn)行了抗干擾設(shè)計。這些新技術(shù)和措施的應(yīng)用使得常規(guī)的單一干擾樣式難以實現(xiàn)有效干擾，而基于DRFM的干擾是對抗新體制雷達(dá)的一種有效方法。DRFM干擾技術(shù)［1－2］是一種現(xiàn)代電子戰(zhàn)的前沿技術(shù)，通過生成與被干擾雷達(dá)信號波形匹配的干擾信號達(dá)到干擾目的。文獻(xiàn)［3］～［7］對DRFM技術(shù)均作了相關(guān)研究，但這些研究均未分析干擾信號的波形特性，也未分析被干擾雷達(dá)對干擾信號的處理特性。本文主要對基于加權(quán)網(wǎng)絡(luò)的3bit相位量化DRFM干擾信號特性進(jìn)行了分析。利用線性調(diào)頻（LFM）脈壓雷達(dá)模型的信號處理過程對DRFM干擾效果進(jìn)行了討論和研究。

1 DRFM的量化方式

3bit相位量化DRFM最主要的量化方式是正交信號比較法。其基本原理是基于任意相移的信號都可以通過原信號的正交信號變換而產(chǎn)生。輸入射頻信號經(jīng)正交下變頻后形成I、Q2路正交信號。2路正交信號再經(jīng)相位量化器進(jìn)行處理形成4路相位相差45°的方波信號，如圖1所示。分別表示為：

圖1 移相方波信號

相位量化器產(chǎn)生的4路方波相當(dāng)于4位的數(shù)字信號，而用4位數(shù)字信號表示8個相位區(qū)間會有1位的冗余，因此只需要經(jīng)編碼器進(jìn)行重新編碼后產(chǎn)生3位的相位碼即可。

信號的重構(gòu)過程與存儲過程相反。當(dāng)需要重構(gòu)信號時，將存儲器中存儲的數(shù)據(jù)讀出，經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換器（PISO）恢復(fù)串行數(shù)據(jù)，重構(gòu)I、I＋Q、Q、Q－I 4路方波。加權(quán)相加網(wǎng)絡(luò)對重構(gòu)的方波進(jìn)行加權(quán)相加，產(chǎn)生2路階梯式正交模擬信號，然后經(jīng)正交上變頻后相加即可得到輸出信號。加權(quán)相加網(wǎng)絡(luò)可以很好地還原出輸入信號的外包絡(luò)，因此，加權(quán)值的確定直接影響了產(chǎn)生干擾信號的特性。

為了便于實現(xiàn)，利用等均值離散的方法將時域信號進(jìn)行模擬等分，利用合成信號來反推各路方波的權(quán)值。因此可以通過計算得出當(dāng)DRFM為3bit相位量化時，其權(quán)值分別為a1＝2－2cos（π／4），a2＝2cos（π／4），a3＝ 2cos（π／4），a4＝ 2 －2cos（π／4）。這樣，就可以得到 3bit 相位量化DRFM時域波形表達(dá)式：

2 DRFM干擾信號頻譜特性［6］

由于DRFM干擾信號由相位量化產(chǎn)生，因此不可避免地產(chǎn)生寄生信號。寄生信號中影響最大的是諧波性寄生信號，一方面，它降低了干擾機(jī)的有效輻射功率；另一方面，它可能成為雷達(dá)發(fā)現(xiàn)和檢測目標(biāo)的信標(biāo)。由3bit相位量化輸出信號的波形可以看出f（t）的直流分量為0，周期為T，且為偶函數(shù)，則可以將f（t）展成以下面形式：

式中：an為f（t）的傅里葉級數(shù)的系數(shù)。

為了便于分析，可以把式（7）改寫成：

整理后可得：

將輸出波形中的各參數(shù)代入式（4），即可得：

當(dāng)量化的比特數(shù)為m時，輸出信號的傅里葉級數(shù)為：

當(dāng)m≥3時，對上式求和號中的2m－3項（即為中間項）單獨(dú)列出，并把第1項與第2m－2－l項合并，經(jīng)整理后可得：

當(dāng)m≥4時，采用與上面相似的方法，可以把上面的xn式進(jìn)一步化簡成下面的形式：

可以將xn進(jìn)一步簡化成：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，…。

將上式回代到通式an中可得：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，… 。

此時得到的an即為輸出信號的傅里葉級數(shù)化簡后的表達(dá)式。一次諧波為信號的固有頻率，而高次諧波是寄生信號。若令A(yù)n＝ ［an／a1］表示相對基波信號的寄生信號幅度，則可得到：

式中：m為量化位數(shù)，m≥2。

若以dB為單位，則表示為：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，… 。

3 仿真與分析

（1）信號頻譜特性

對方波加權(quán)相加法產(chǎn)生的信號進(jìn)行快速傅里葉變換后得到信號的頻譜。假設(shè)量化比特數(shù)m＝3，周期T＝0.2，采樣頻率Fs＝500；根據(jù)前面的分析可知，3bit相位量化輸出信號的頻譜將在n·2m處產(chǎn)生寄生信號，即F＝35，45，75，…處。從圖2中生成的頻譜可以看出，階梯信號的自身頻率為F＝5，是能量最高的信號。并且在F＝35，45，75，…等諧波處產(chǎn)生寄生信號，與計算得出的n·2m±1相同。

圖2 3bit相位量化信號頻譜圖

（2）DRFM干擾信號對PD雷達(dá)干擾效果分析

假設(shè)雷達(dá)主要工作參數(shù)如下：τ＝30μs，脈壓比D＝90，TPRI＝30kHz，S／R＝－15dB，雷達(dá)中頻為1MHz，目標(biāo)相距雷達(dá)R＝20km，假設(shè)DRFM以最小時間延遲轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號，雷達(dá)信號和干擾信號時域圖分別如圖3、4所示。比較圖3和圖4可以看出，DFRM量化產(chǎn)生的干擾信號在波形上與雷達(dá)脈沖信號十分相似，唯一的差別就是雷達(dá)回波和干擾信號的能量大小可能有所不同。對LFM雷達(dá)而言，從時域上無法區(qū)別干擾信號和回波信號。

圖3 雷達(dá)信號脈壓時域波形圖

對LFM雷達(dá)分別進(jìn)行距離欺騙干擾和速度欺騙干擾，干擾效果如圖5、圖6所示。在上述條件下，S／R＝－3dB，從圖5時域波形來看，雷達(dá)可以清晰地對假目標(biāo)進(jìn)行檢測和分析，其中虛脈沖為假目標(biāo)所在的位置，實脈沖是真實目標(biāo)的位置。假設(shè)移動目標(biāo)的速度為210m／s，假目標(biāo)速度為300m／s，LFM雷達(dá)進(jìn)行16次相干積累，雷達(dá)工作時TPRI＝32kHz。

圖6給出了動目標(biāo)顯示（MTI）處理后的圖像。

圖4 DRFM干擾信號時域波形圖

圖5 距離欺騙干擾示意圖

圖6 MTI處理后信號圖

從圖6中可以看出，由于假目標(biāo)也具備了速度信息，在進(jìn)行MTI處理之后，真目標(biāo)和假目標(biāo)被同時檢測出來，雷達(dá)無法區(qū)分真假目標(biāo)。在進(jìn)行MTD處理后，在第7、10號濾波器的位置出現(xiàn)了較強(qiáng)的峰值，將其換算成速度，則v1＝210m／s，v2＝300m／s，分別與真假目標(biāo)的速度一致。也就是說，PD雷達(dá)進(jìn)行動目標(biāo)檢測（MTD）處理以后，可成功檢測處理2個動目標(biāo)的速度。而作為干擾方來說，此時速度欺騙干擾達(dá)到了干擾的目的，如圖7所示。

圖7 速度欺騙干擾示意圖

4 結(jié)束語

DRFM技術(shù)，通過生成與被干擾雷達(dá)信號波形匹配的干擾信號而達(dá)到干擾目的。本文主要對基于加權(quán)網(wǎng)絡(luò)的3bit相位量化DRFM干擾信號特性進(jìn)行了分析，給出了加權(quán)網(wǎng)絡(luò)的加權(quán)值，利用仿真分析了3bit相位量化DRFM干擾信號的頻譜特性，對PD雷達(dá)模型的DRFM干擾效果進(jìn)行了分析，對研究DRFM的干擾效果以及雷達(dá)的抗DRFM干擾都具有重要意義。

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