(中山職業(yè)技術學院，廣東 中山 528404)

一種高功率LED驅動電源的設計

普清民

(中山職業(yè)技術學院，廣東 中山 528404)

根據(jù)高功率LED的特性，設計了一種單級PFC反激式LED驅動電源。主電路拓撲采用反激變換器，變壓器初級并聯(lián)RCD吸收電路，PFC控制芯片L6562A工作于臨界導通模式。在單級電路結構上，同時實現(xiàn)功率因數(shù)校正、DC/DC 變換和電氣隔離。輸出采用TSM1052進行限壓、恒流控制，滿足高功率LED的性能要求。

驅動電源；高功率LED；反激變換器

0 引言

與傳統(tǒng)照明方式相比，高功率LED光源具有節(jié)能、環(huán)保、光效高和壽命長等優(yōu)點。目前，高功率LED作為一種新型綠色光源產(chǎn)品，正逐漸在路燈照明、城市夜景、普通照明、顯示設備和裝飾等領域得到廣泛應用。但高功率LED是低壓直流器件，需要在恒定電流的條件下工作。驅動電源的性能和可靠性，直接影響到LED 照明燈具的壽命。因此，研究適合LED照明的高效率、高可靠性、高功率因數(shù)、結構簡單和低成本要求的驅動電源具有十分重要的意義。

1 高功率LED的電氣特性

高功率LED的伏安特性曲線如圖1a所示。當LED兩端的正向電壓UF大于其閾值電壓時，LED正向導通，產(chǎn)生正向電流IF。由于電壓UF與電流IF是非線性關系，UF的微小變化將會引起IF較大變動。此外，高功率LED的PN結具有負的溫度系數(shù)。隨著PN結溫度的升高，其等效結電阻值減小，正向電流IF越來越大，最后導致LED不能正常工作，甚至燒壞。光通量Ф與正向電流IF的關系曲線如圖1b所示。Ф與IF近似成正比，電流IF的增大會引起光通量Ф近似成比例的增大，會導致高功率LED過熱，亮度不穩(wěn)定，甚至損壞。因此，對高功率LED來說，需要采用恒流驅動。

圖1 LED的正向電流與正向電壓、光通量的關系

2 電路結構與工作原理

高功率LED驅動電源采用單級PFC反激拓撲結構，組成機構如圖2所示。交流輸入電壓經(jīng)EMI濾波和全波整流后進行反激變換，由PFC電路控制輸入電流的平均值按照全波整流后的電壓波形變化，使輸入電流正弦化，抑制電流諧波，提高電路的功率因數(shù)。對輸出電壓和電流采樣后，通過調整反激變換器的開關頻率和占空比，實現(xiàn)LED驅動電源的限壓恒流功能。PFC電路工作時，將全波整流電壓信號與輸出電壓信號同時送入乘法器，乘法器的輸出信號即為電流控制器的參考信號，輸入電流在電流控制器的作用下跟隨全波整流電壓的波形變化。

圖2 單級PFC反激式LED驅動電源系統(tǒng)

3 驅動電路設計

圖3 單級PFC反激式LED驅動電路原理

基于L6562A的單級PFC反激式LED驅動電路如圖3所示。電源主控芯片選用工作于臨界導通模式L6562A。C2為濾波電容，R2和R11組成分壓采樣電路，R12、R13和C9為L6562A內部誤差放大器的反饋環(huán)補償網(wǎng)絡，R18為初級繞組電流檢測電阻。由變壓器的輔助繞組為L6562A提供直流電源及電流過零檢測信號，R7為過零檢測限流電阻，R4為電路啟動時L6562A供電引腳的限流電阻，R9為功率開關管Q1的限流驅動電阻。R3、C3和D2組成電壓尖峰脈沖吸收電路。輸出電壓和電流經(jīng)限壓恒流芯片TSM1052、光耦、電阻R16和R21組成的反饋環(huán)送至L6562A引腳1上。由L6562A控制功率開關管Q1的開關頻率。

3.1 L6562A芯片

芯片L6562A是ST公司推出的PFC控制器，工作在電流臨界模式(TM 模式)，即電感電流處于連續(xù)模式與斷續(xù)模式的臨界點。與L6561和L6562相比，L6562A具有更加優(yōu)異的性能。L6562A的高線性乘法器中內置有總諧波分量最優(yōu)化電路，可以降低交流輸入電流失真，提高功率因數(shù)。在寬電源輸入電壓范圍內(85～264 V)以及負載大范圍變動的情況下，L6562A仍然可以實現(xiàn)非常低的總諧波失真。L6562A內有精度達1%(25 ℃)的參考電壓和電壓誤差放大器，可以實現(xiàn)對輸出電壓的精確控制。

啟動電流低于70 μA，靜態(tài)電流小(4 mA)，電流檢測電路帶有片內RC低通濾波器。有兩級過壓保護功能，防止電源啟動或者負載斷開時發(fā)生的過壓。帶欠壓鎖定和15 V電壓箝位，具備有源出電流600 mA和吸入電流 800 mA驅動能力的圖騰柱輸出級，可以直接驅動功率MOSFET或者功率IGBT管。L6562A芯片正常工作電壓范圍寬，可為10.5～22.5 V。L6562A外圍電路的設計可參考其數(shù)據(jù)手冊。

3.2 高頻變壓器設計

電路的設計參數(shù)為交流輸入電壓Ui=85～264 V，輸出電壓Uo=15 V，最大輸出電流Io=2 A，最小開關頻率fswmin=30 kHz，反射電壓UR=100 V，電源轉換效率η=85%。

最小峰值電壓與反射電壓之間的比值(反射系數(shù))為：

(1)

初級繞組電流的峰值為[1]：

(2)

初級繞組電流的有效值為：

(3)

次級繞組電流的峰值為：

(4)

次級繞組電流的有效值為[1]：

(5)

初級繞組的電感量為[1]：

(6)

最小磁芯面積乘積Ap的值為[1]：

≈0.389 cm4

(7)

由于反激變換器的功率較小，變壓器鐵芯選用鐵氧磁性材料的EE28×33.6×10.7型鐵芯(材質TDK PC40)，取其最大工作磁通密度ΔBmax的值為0.25 T。查閱產(chǎn)品的技術手冊可知，EE28×33.6×10.7型鐵芯的磁芯窗口面積乘積Ap為1.26 cm4、磁芯有效截面積Ae為87.2 mm2。

Ap=1.26 cm4>Apmin

(8)

初次級繞組的匝數(shù)比,等于反射電壓比上副邊整流二極管導通壓降與輸出電壓之和。即

(9)

功率開關管的最大導通時間為：

(10)

初級繞組的匝數(shù)為：

(11)

次級繞組的匝數(shù)為：

(12)

L6562A的供電電壓為10.5～22.5 V，芯片正常工作后，輔助繞組通過整流二極管D3將直流電送至L6562A的引腳8上。設定輔助繞組的輸出電壓Va為18 V，則輔助繞組的匝數(shù)為：

(13)

初級繞組的線徑為：

(14)

J為漆包線的電流密度，按工程上的經(jīng)驗取值范圍，取J為6 A/mm2。

次級繞組的線徑為：

(15)

初級繞組選用銅芯導線標稱直徑為0.41 mm的漆包線，次級繞組采用兩股銅芯導線標稱直徑為0.51 mm的漆包線并繞，以減小集膚效應對變壓器的影響。

反激變換器相當于一個電感，為了防止磁飽和，通常在磁回路中加入一個適當?shù)臍庀鼎?。其計算公式為[2]：

(16)

3.3 功率開關管的選擇

由于PFC控制器L6562A工作在臨界導通模式，功率開關管Q1的功率損耗主要發(fā)生在關斷時刻。Q1漏源極間的最大電壓為：

UDS max=UPK max+UR+ΔU=

(17)

ΔU為變壓器初級繞組漏感的過電壓，見式(19)。Q1中通過的最大電流等于初級繞組的電流峰值IPKp。由式(2)可知，IPKp=2.31 A。綜合考慮Q1漏源極間的最大電壓、導通電流、開關功率損耗情況等，并留有一定的裕度，以及對同類型的管子進行性能對比和價格評估，最終選取Q1的型號為ST公司的STP9NK60ZFP，其耐壓值UDSs為600 V，額定電流ID為7 A，導通電阻RDSon=0.85 Ω。

3.4 吸收電路設計

由電路圖3可知，當功率開關管Q1關斷時，初級繞組上的二極管D2導通。由于電容C3兩端的電壓瞬間升高，又使D1截至。此時，C3通過電阻R3放電，R3消耗了感中的能量，有效地抑制了Q1關斷時產(chǎn)生的電壓尖峰脈沖，防止Q1被高壓擊穿。系統(tǒng)采用由D2、R3、C3組成的RCD吸收電路。電容器C3兩端的箝位電壓為(UDSs預留10%的余量)：

(18)

變壓器初級繞組漏感的過電壓為：

ΔU=UC-UR=167-100=67 V

(19)

箝位電容的最小值為[3]：

(20)

LLKp為初級繞組漏感，其大小約為初級繞組電感量Lp的3%。根據(jù)上述計算結果，取箝位電容C3的值為10 nF。

箝位電阻的最小值為[3]：

取箝位電容R3的值為75 kΩ。

箝位電阻消耗的能量為[3]：

LLKp·IPKp·fsw min=0.6 W

(22)

為保證電路工作的可靠性，選擇電阻額定功率時應留有足夠的余量。電阻R3選用75 kΩ、1 W的金屬膜功率電阻。

RCD吸收電路不僅要求二極管D2能夠承受電源的最大峰值電壓Uimax，而且還要求D2導通和恢復非?？?。選用超快恢復二極管SF38，其反向耐壓值為600 V，最大導通電流為3 A，反向恢復時間為50 ns，符合設計要求。

3.5 恒流控制電路設計

為增加電路的可靠性、簡化電路設計，選用ST公司的雙運放控制芯片TSM1052及外圍器件組成恒流控制電路。TSM1052的引腳及內部結構如圖4所示。TSM1052的內部集成了1個精密基準源、2個運放和1個低端電流感應電路。精密基準源和運放I組成電壓控制環(huán)，電流感應電路和運放Ⅱ組成電流控制環(huán)。它是一款面向開關電源的次級控制器，可在1.7～18V之間的寬電壓范圍下工作。

圖4 TSM1052的引腳及內部結構

通過電阻R8采樣輸出電流(如圖3所示的電路)，采樣信號經(jīng)TSM1052的Ictrl引腳與其內部的200 mV基準電壓比較，并進行放大(運放Ⅱ)。同時，利用電阻R6和R20采樣輸出電壓，采樣信號經(jīng)TSM1052的Vctrl引腳與其內部的1.21 V基準電壓比較，并進行放大(運放Ⅰ)。2種比較、放大后的信號均由TSM1052的OUT引腳輸出，通過光耦U3反饋至L6562A的INV引腳。當輸出電流(電壓)增大或減小時，其變化量經(jīng)反饋回路送至L6562A，L6562A通過功率開關管Q1控制反激變換器T1的輸出電流(電壓)按相反方向變化，從而保持輸出電流(電壓)恒定。

4 實驗結果

在電路調試完成后，連接30 W的LED燈具，對驅動電源的樣機進行了測試。輸出電壓Uo的波形如圖5a所示，功率開關管Q1的漏極波形如圖5b所示。測試過程中，電源工作正常，LED燈具發(fā)光穩(wěn)定。

圖5 高功率LED驅動電源測試結果

5 結束語

高功率LED驅動電源最大輸出功率為30 W，可應用于LED頂燈和射燈等LED照明燈具。采用單級PFC反激拓撲電路結構，安全性高、成本低、效率高。高精度的限壓恒流電路，保證LED照明燈具長時間可靠工作。

[1] 李振森，徐軍明，丁紅斌，等.高功率因數(shù)反激式開關電源變壓器的設計[J].電力電子技術，2010，44(2): 83-85.

[2] 徐強，董威，田俊杰，等.反激式開關電源變壓器的設計[J].中國測試，2009，35(3): 74-77.

[3] 李振森，徐軍明.50 W高功率因數(shù)反激式開關電源箝位電路的研究[J].電子器件，2009，32(6): 1055-1058.

Design of Driver Power Supply for High Power LED

PUQingmin

(Zhongshan Polytechnic，Zhongshan 528404，China)

According to the characteristics of high power LED，this paper designs a single-stage PFC flyback LED drive power supply.Flyback converter is used in the main circuit topology，RCD absorption circuit is in parallel with the transformer primary winding，and PFC control chip L6562A works in transition-mode (TM).On a single stage structure，the drive power supply achieves a power factor correction，DC/DC conversion and electrical isolation.In the output of the circuit，the control chip TSM1052 is used Constant voltage and constant current control to meet the performance requirements of high power LED.

power supply; high power LED; flyback converter

2014-08-20

中山市科技計劃資助項目(20123A341)

TM910

A

1001-2257(2014)12-0023-04

普清民(1974-)，男，河南平輿人，碩士，講師，研究方向為電子技術。