杜劍波 李道京 馬 萌③

①(中國科學院電子學研究所 北京 100190)

②(微波成像技術重點實驗室 北京 100190)

③(中國科學院大學 北京 100049)

機載合成孔徑激光雷達相位調制信號性能分析和成像處理

杜劍波*①②③李道京①②馬 萌①②③

①(中國科學院電子學研究所 北京 100190)

②(微波成像技術重點實驗室 北京 100190)

③(中國科學院大學 北京 100049)

該文將相位調制信號用于機載合成孔徑激光雷達，分析了3種相位調制信號的性能，研究了相位調制信號的收發(fā)方式和成像處理方法。針對機載合成孔徑激光雷達觀測幅寬較小的特點，對基于線性調頻信號的相位調制信號，提出采用“去調相”接收方式，以大幅度降低寬帶信號的AD采樣率。對3種相位調制信號所做的成像仿真結果表明了該方法的有效性。

激光雷達；合成孔徑；相位調制信號；激光成像

1 引言

合成孔徑激光雷達(Synthetic Aperture Ladar, SAL)由于采用合成孔徑的原理，分辨率不隨著距離的增加而下降，因此能獲得更高的分辨率，在超高分辨率觀測技術領域有廣闊的發(fā)展前景。目前其研究已經(jīng)得到了廣泛的關注，并取得了明顯的研究進展[1－5]。

合成孔徑激光雷達為形成高分辨率圖像需要形成寬帶信號。寬帶信號的形式主要包括寬帶頻率調制和寬帶相位調制信號，目前微波合成孔徑雷達(Synthetic Aperture Radar, SAR)主要使用了寬帶頻率調制信號，并采用了成熟的成像處理技術，實現(xiàn)的圖像分辨率已達到厘米量級。在激光波段，由于實現(xiàn)頻率調制的聲光器件的限制，目前能夠實現(xiàn)的調頻信號帶寬較小，達不到機載SAL厘米級分辨率對應的帶寬要求，現(xiàn)階段只能考慮使用在激光數(shù)字通信技術支持下發(fā)展出的高速寬帶激光相位調制器形成寬帶相位調制信號。事實上，美國洛克希德-馬丁公司的機載實驗系統(tǒng)就是使用了相位編碼信號并有效結合了微波SAR的成像處理技術[6]。

文獻[7]分析了機載SAL關鍵技術和實現(xiàn)方案，本文是文獻[7]工作的繼續(xù)，將相位調制信號用于機載SAL，分析了3種相位調制信號的性能，研究了相位調制信號的收發(fā)方式和成像處理方法，并給出了仿真分析結果。

2 相位調制信號的性能分析

本文使用的相位調制信號主要包括3種：二相編碼信號，多相編碼信號和文獻[7]提出的基于線性調頻信號的相位調制信號。

2.1 二相編碼信號

對于二相編碼信號，子脈沖相位可以在兩個狀態(tài)值之間變化?，F(xiàn)將二相編碼信號設為x(t)，子脈沖設為τ為子脈沖的寬度，N為二相編碼信號中子脈沖的個數(shù)，?n取為0或π。

M序列偽隨機編碼信號為二相編碼信號的典型代表，M序列是由級聯(lián)線性移位反饋寄存器輸出產生，其產生電路較為容易實現(xiàn)[8]，在實際中應用較多。對于級數(shù)為m的線性移位反饋寄存器，其產生的M序列碼長為 =2m1

N- 。對M序列二相編碼信號，可由匹配濾波器實現(xiàn)脈沖壓縮并改善峰值信噪比。M序列經(jīng)過脈沖壓縮后，匹配濾波的輸出中央處出現(xiàn)峰值，但其旁瓣不具有明顯的衰減性，同時存在多普勒敏感問題，這也是二相編碼信號普遍存在的不足。

對子脈沖寬度為0.33 ns，碼長為1023的M序列，其脈沖壓縮結果如圖1所示，其遠區(qū)副瓣較高，最大值為其多普勒容限為dmax1.48f= MHz。對于多普勒頻移超過多普勒容限的情況，需要考慮在匹配濾波器中引入校正后的參考函數(shù)[9]。

2.2 多相編碼信號

相對于二相編碼信號存在的多普勒容限較小，以及脈沖壓縮后旁瓣衰落較慢等不足，多相編碼信號在擴展多普勒容限和降低旁瓣方面有一定程度的改善。較為典型的多相編碼信號有Frank碼，P1, P2, P3, P4碼等，本文主要分析Frank碼的性能。設2維矩陣

其中L是信號子脈沖相位量化的位數(shù)；將該矩陣的各行首尾依次連接即得碼長為2L的Frank碼的子脈沖相位序列[10]。

對于子脈沖寬度為 0.33 ns, =4,8,16,32L

的Frank碼，其脈沖壓縮結果如圖 3所示。從 Frank碼的脈沖壓縮結果可以看出，隨著碼長的增加，F(xiàn)rank碼的脈沖壓縮旁瓣幅度逐漸降低；較二相編碼信號而言，同碼長的Frank碼的脈沖壓縮旁瓣在遠區(qū)衰落較快。從圖中可以清楚地看到，當L=32時，碼長為1024的Frank碼經(jīng)過脈沖壓縮后，其遠區(qū)旁瓣優(yōu)于-40 dB。

2.3 基于線性調頻信號的相位調制信號

圖1 碼長為1023的M序列脈沖壓縮結果Fig. 1 Pulse compression result of M sequence with code length of 1023

寬帶LFM信號具有良好的脈沖壓縮性能，采用頻率調制方式在微波 SAR系統(tǒng)中已獲得了廣泛的應用。在機載SAL中，由于實現(xiàn)頻率調制的聲光器件的限制，目前能夠實現(xiàn)的信號帶寬較小，達不到機載SAL厘米級分辨率對應的帶寬要求，現(xiàn)階段只能考慮使用在激光通信技術支持下發(fā)展出的高速寬帶激光相位調制器形成寬帶信號。

圖2 Frank碼子脈沖相位序列Fig. 2 Sub-pulse phase sequence of Frank code

圖3 Frank碼的脈沖壓縮結果Fig. 3 Pulse compression result of Frank code

用調制信號產生器輸出的和LFM信號相位相對應的調制信號作為激光相位調制器的輸入，在激光基頻上調制產生出激光寬帶調相信號，將該激光寬帶調相信號定義為基于線性調頻(LFM)信號的相位調制信號，簡稱為LFM相位調制信號。本文主要分析了2,4,8,16值LFM相位調制信號的性能。對于2值量化情況下的LFM相位調制信號，其相位為量化編碼后的2值信號，將其稱之為LFM2PSK相位調制信號。增大量化的位數(shù)，則依次可得 LFM4PSK, LFM8PSK, LFM16PSK相位調制信號。設該信號的脈沖寬度為0.34 μs，帶寬為3 GHz，采樣率為6 GHz, LFM2PSK, LFM4PSK, LFM8PSK, FM16PSK相位調制信號波形如圖4所示。

圖4 LFM2PSK, LFM4PSK, LFM8PSK, LFM16PSK相位調制信號Fig. 4 LFM2PSK, LFM4PSK, LFM8PSK, LFM16PSK phase-modulated signal

圖5為LFM2PSK, LFM4PSK, LFM8PSK, LFM16PSK相位調制信號的脈沖壓縮結果，顯然其遠區(qū)副瓣較小。隨著量化位數(shù)的增加，相位調制信號的脈沖壓縮結果越來越逼近理想 LFM 信號的脈沖壓縮結果。對LFM8PSK, LFM16PSK相位調制信號，其脈沖壓縮后的峰值旁瓣比分別為，積分旁瓣比分別為 10.53 dB,10.18 --dB，已基本滿足成像要求。

當激光相位調制器具有連續(xù)相位調制能力時，其產生的LFM相位調制信號為連續(xù)相位調制信號。研究量化編碼的LFM相位調制信號的意義，一是其可以降低對調制信號產生器(由高速D/A形成)的要求，二是其可以模擬激光相位調制器非線性輸入輸出關系帶來的問題。一方面，LFM相位調制信號量化位數(shù)越少，對D/A位數(shù)的要求也就越低，量化編碼的LFM相位調制信號對D/A位數(shù)的要求顯然要低于連續(xù)相位調制信號。另一方面，即使激光相位調制器具有連續(xù)相位調制能力，也會因為其非線性輸入輸出關系而使調制出的 LFM 相位調制信號可能具有跳變的相位變化，因此，量化編碼的LFM相位調制信號可認為是連續(xù)相位調制信號在考慮了實際調相器非線性情況下的一種近似的信號模型，對該信號的分析有助于對其實際應用性能的評價。

3 相位調制信號的收發(fā)和處理

文獻[7]給出了機載SAL系統(tǒng)實現(xiàn)方案框圖，基于相位調制信號，本文給出的機載SAL相位調制信號發(fā)射、接收和數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)框圖如圖6所示。當發(fā)射信號采用脈沖體制時，激光光源的信號經(jīng)過相位調制后，經(jīng)脈沖選通放大后發(fā)射出去；接收到的回波信號經(jīng)和激光光源本振信號相干探測 IQ正交解調后，送至AD采樣后在數(shù)據(jù)記錄器中存儲。

針對機載SAL具有成像幅寬窄(約1 m)的特點[7]，本文利用類似于微波SAR對線性調頻信號采用的“去調頻”接收處理方式[12,13]，對于LFM相位調制信號考慮對激光相位調制器輸出信號作延時，并將其作為本振信號，對激光回波信號實施相干探測IQ正交解調，實現(xiàn)“去調相”接收，以大幅度降低寬帶信號的AD采樣率。

對于LFM相位調制信號采用“去調相”接收方式解調后，盡管其信號相位有纏繞現(xiàn)象，但解纏后其變化情況和線性調頻信號的“去調頻”接收情況相同，在原理上可通過距離向的傅里葉變換實現(xiàn)脈沖壓縮。采用“去調相”接收方式可使系統(tǒng)信號收發(fā)方案大為簡化，與之對應的信號關系如圖6中的虛線部分所示。

圖6 機載SAL相位調制信號發(fā)射、接收和數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)框圖Fig. 6 Transmitting, receiving and data collection system scheme of airborne SAL phase-modulated signal

圖5 LFM2PSK, LFM4PSK, LFM8PSK, LFM16PSK相位調制信號的脈沖壓縮結果Fig. 5 Pulse compression result of LFM2PSK, LFM4PSK, LFM8PSK, LFM16PSK phase-modulated signal

當激光器收發(fā)采用兩個孔徑，根據(jù)激光信號收發(fā)隔離度高的特點，采用“去調相”接收方式，機載SAL也可使LFM相位調制信號工作在寬脈沖或連續(xù)波模式，降低系統(tǒng)的峰值功率。由于使用連續(xù)波發(fā)射信號可避免激光信號脈沖調制帶來的頻率調制問題，因此LFM相位調制信號的連續(xù)波模式很值得關注。

以理想的基于 LFM 信號連續(xù)相位調制信號和LFM16PSK相位調制信號為例進行仿真分析。設信號脈寬為10 μs，帶寬為3 GHz, AD采樣率為500 MHz，當回波信號和激光相位調制器的延時信號時差為0.1 μs(對應距離向場景尺寸為15 m)時，經(jīng)過“去調相”接收和基于距離向傅里葉變換的脈沖壓縮的結果如圖7所示。和理想的基于LFM信號連續(xù)相位調制信號相比，在脈沖壓縮過程中，LFM16PSK相位調制信號由于量化編碼而產生了新的副瓣，但在延時信號時差為0.1 μs的情況下，其副瓣的分布區(qū)離目標場景中心較遠，且其電平較低，適用于機載SAL成像幅寬較窄的使用場合。

圖7 理想連續(xù)相位調制信號和LFM16PSK相位調制信號“去調相”后的脈沖壓縮結果Fig. 7 Pulse compression result of ideal continuous phase-modulated signal and LFM16PSK phase-modulated signal after phase-dechirping receiving

4 相位調制信號的成像仿真分析

本文仿真分析工作中，成像處理采用了距離徙動算法又稱ωK算法[14]，機載SAL的系統(tǒng)參數(shù)和目標場景參數(shù)設置如表1所示，分別對窄脈沖M序列二相編碼信號，16PSK Frank碼信號和LFM16PSK相位調制信號進行了成像仿真，同時對LFM16PSK相位調制信號增加了寬脈沖“去調相”接收方式下的成像仿真，相位調制信號的種類和參數(shù)設置如表2所示。

圖8，圖9，圖10分別為M序列二相編碼信號，16PSK Frank碼信號，LFM16PSK相位調制信號的成像結果，圖11為LFM16PSK相位調制信號在寬脈沖“去調相”接收方式下的成像結果，顯示圖像的歸一化幅度動態(tài)范圍為30 dB。

從成像仿真結果看，在窄脈沖條件下，M序列二相編碼信號和16PSK Frank碼信號的距離向副瓣區(qū)離目標場景中心較遠，LFM16PSK相位調制信號的成像效果和理想的LFM信號成像結果相近，距離向副瓣集中在目標場景中心；在寬脈沖條件下，“去調相”接收方式下的 LFM16PSK相位調制信號成像與窄脈沖條件下的LFM16PSK相位調制信號的成像效果相近。經(jīng)過插值后的距離向和方位向剖面分析，圖像分辨率和理論值相符。

表1 機載SAL的系統(tǒng)參數(shù)和目標場景參數(shù)設置Tab. 1 Parameters setting of airborne SAL system and target scene

表2 相位調制信號的種類和參數(shù)Tab. 2 Classes and parameters of phase-modulated signal

圖8 碼長為1023的M序列成像結果(8倍插值后)Fig. 8 Imaging result of M sequence with code length of 1023 (8 multiple interpolation)

圖10 LFM16PSK相位調制信號成像結果(8倍插值后)Fig. 10 Imaging result of LFM16PSK phase-modulated signal (8 multiple interpolation)

圖9 碼長為256的Frank碼成像結果(8倍插值后) Fig. 9 Imaging result of Frank code with code length of 256 (8 multiple interpolation)

圖11 LFM16PSK相位調制信號“去調相”接收成像結果(8倍插值后) Fig. 11 Imaging result of LFM16PSK phase-modulated signal after phase-dechirping receiving (8 multiple interpolation)

5 結束語

本文將相位調制信號用于機載SAL，分析了3種相位調制信號的性能，研究了相位調制信號的收發(fā)方式和成像處理方法。研究表明，這3種相位調制信號都可以滿足機載SAL的使用要求。

對寬脈沖LFM相位調制信號，由于采用“去調相”接收方式可以大幅度降低寬帶信號的AD采樣率和發(fā)射峰值功率，并減少系統(tǒng)的工程實現(xiàn)難度，該信號波形將作為機載SAL的主選波形。本文的研究工作對實際機載SAL的研制工作具有重要的參考價值。

雖然本文在理論上對機載合成孔徑激光雷達相位調制信號進行了性能分析，但考慮到實際機載SAL的技術實現(xiàn)環(huán)節(jié)復雜，分析激光信號存在的相位誤差，并實施校正以滿足成像要求，值得在下一步工作中深入研究。

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杜劍波(1991-)，男，安徽滁州人，中國科學院電子學研究所在讀碩博連讀生，研究方向為雷達信號處理。

E-mail: jianbodu1991@163.com

李道京(1964-)，男，陜西西安人，中國科學院電子學研究所研究員，博士生導師，主要研究方向為雷達系統(tǒng)和雷達信號處理。

E-mail: lidj@mail.ie.ac.cn

馬 萌(1989-)，男，河南周口人，中國科學院電子學研究所在讀碩博連讀生，研究方向為雷達信號處理。

E-mail: mameng_ee@163.com

Performance Analysis and Image Processing of Phase-modulated Signal on Airborne Synthetic Aperture Ladar

Du Jian-bo①②③Li Dao-jing①②Ma Meng①②③

①(Institute of Electronics, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)
②(Science and Technology on Microwave Imaging Laboratory, Beijing 100190, China)
③(University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)

In this study, the performance of three phase-modulated signals used in airborne Synthetic Aperture Ladar (SAL) is investigated. The transmitting and receiving modes and imaging processing methods for these signals are studied. Considering that the swath of the airborne SAL is very narrow, in order to reduce the AD sampling rate of the wideband signal, a “phase-dechirping” receiving mode is proposed for the phase-modulated signal based on the Linear Frequency Modulation (LFM) signal. The imaging simulation results for these three phase-modulated signals validate the effectiveness of the proposed method.

Ladar; Synthetic aperture; Phase-modulated signal; Laser imaging

中國分類號：TN958.98

A

2095-283X(2014)01-0111-08

10.3724/SP.J.1300.2014.13094

2013-10-15收到，2014-01-10改回；2014-01-16網(wǎng)絡優(yōu)先出版國家自然科學基金(61271422)資助課題

*通信作者： 杜劍波 jianbodu1991@163.com