黃林森，龍永紅，周亞星，楊亮

（湖南工業(yè)大學電氣與信息工程學院，湖南株洲412007）

一種多電平逆變的實現(xiàn)方法

黃林森，龍永紅，周亞星，楊亮

（湖南工業(yè)大學電氣與信息工程學院，湖南株洲412007）

針對傳統(tǒng)多電平逆變電路結(jié)構(gòu)和控制原理復雜，實現(xiàn)成本高，且不適應(yīng)于中小功率逆變場合運用的缺點，設(shè)計了一種適用于中小功率場合的多電平逆變。通過組合變流技術(shù)合理地控制PWM，獲得多電平逆變所需的電壓波形。介紹了該多電平逆變的原理和設(shè)計方法，給出了系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)，并通過Multisim 11.0對設(shè)計進行了仿真。仿真結(jié)果表明，能通過控制給定電壓的方法實現(xiàn)多電平逆變，輸出電壓波形能較好地跟隨給定，控制方法簡單。

變流技術(shù)；多電平逆變；Multisim 11.0

0 引言

傳統(tǒng)橋式逆變器由于其結(jié)構(gòu)簡單、易控制而得到了廣泛應(yīng)用。然而其輸出波形中諧波成分較大，使得橋式逆變器在精密設(shè)備中的應(yīng)用受到限制[1]。變頻器在使用過程中給電網(wǎng)帶來了嚴重的諧波污染，而變頻器的逆變環(huán)節(jié)是產(chǎn)生諧波的主要根源。在許多場合，對逆變得到的交流電源質(zhì)量有十分嚴格的要求，以確保用電設(shè)備的正常工作。因此，如何降低逆變器交流輸出中的諧波含量，引起越來越多的人重視[2]。

降低逆變諧波常用的方法有特定諧波消去法和多電平技術(shù)方法。特定諧波消去法，在交流輸出中，疊加幅值相等方向相反的特定諧波，從而消除交流輸出的某些諧波。目前這種方法在實現(xiàn)時，由于計算和產(chǎn)生特定的諧波比較難，因而實際使用較少，多用于消除少數(shù)幾次諧波。多電平技術(shù)方法，目的是使逆變得到的交流波形，由盡可能多的電平構(gòu)成，從而消除低次諧波。但傳統(tǒng)的多電平逆變，電路結(jié)構(gòu)和控制原理復雜，實現(xiàn)成本高，通常只在一些大功率的逆變場合使用。隨著對多電平逆變研究的深入，現(xiàn)在已經(jīng)有基于Buck電路、雙Sepic和雙Cuck等用直流斬波來實現(xiàn)的多電平逆變[3-4]。這些新型拓撲也存著不足，如無法實現(xiàn)輸入與輸出的隔離。本文主要研究利用組合變流技術(shù)實現(xiàn)多電平逆變。該多電平逆變方法具有控制簡單、開關(guān)管個數(shù)少、能實現(xiàn)輸入輸出隔離、適用于中小功率場合的特點。

1 傳統(tǒng)多電平逆變實現(xiàn)方法

實現(xiàn)傳統(tǒng)多電平逆變常用的方法有：二極管鉗位型多電平電路、飛跨電容型多電平電路和聯(lián)級多電平電路[5]。多電平逆變器可以由傳統(tǒng)兩電平半橋逆變器結(jié)構(gòu)按照相同的半橋結(jié)構(gòu)，通過增加直流分壓電容，將直流電壓分成多種直流電壓，然后通過加入鉗位電路和增加開關(guān)管的串聯(lián)個數(shù)，構(gòu)成半橋式多電平逆變器，用不同的開關(guān)組合得到多電平輸出；另一種是利用單相全橋逆變器，通過直接串聯(lián)疊加，組成聯(lián)級式多電平逆變器。聯(lián)級式多電平逆變器要求每一個單相全橋逆變器必須是獨立的直流電源才能進行聯(lián)級，獨立電源的電壓可以不相等，通過不同電壓的取法，可以得到不同電平數(shù)的電壓輸出。

2 基于組合變流技術(shù)的多電平逆變

圖1為全橋開關(guān)穩(wěn)壓電源拓撲結(jié)構(gòu)，電路由AC, DC, AC, DC的4個變流環(huán)節(jié)構(gòu)成。交流Uc輸入通過這4個環(huán)節(jié)的變換，可以獲得所需要的Uo直流輸出。Uc通常為220 V的交流電源，通過橋式不可控整流得到大約為300 V的電壓；再通過全橋逆變，獲得正負半周期對稱的電壓脈沖波形。這種組合變流克服了正激和反激拓撲結(jié)構(gòu)由于電壓只在單方向變化，變壓器鐵芯利用率低，且存在嚴重的直流磁化的問題[6]。橋式逆變在高頻率的情況下，中間變壓器體積小、重量輕、輸出功率大。

圖1 全橋開關(guān)穩(wěn)壓電源拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1The topology of full-bridge switching power supply

在圖1中，Uc為交流輸入，經(jīng)過橋式不可控整流得到A點脈動的直流電壓，該整流類型為電容濾波的單相不可控整流電路。整流輸出電壓峰值為（Ui為交流電壓輸入的有效值），通常在設(shè)計時根據(jù)負載R來選擇濾波電容C的值，使得RC≥1.5，其中Tc為交流電源的周期，此時的輸出電壓Ud≈1.2Ui。

全橋開關(guān)穩(wěn)壓電源拓撲包含由4個開關(guān)器件構(gòu)成的脈寬調(diào)制的逆變橋。在逆變橋中，Q1和Q3同時導通或者關(guān)斷，Q2和Q4同時導通或者關(guān)斷?？刂浦袘?yīng)該防止同一橋臂的上下2個管子同時開通。因此在實際控制中驅(qū)動脈沖的占空比小于50%，2組管子需要留有一定的死區(qū)。圖1中高頻變壓器的一次側(cè)獲得輸入電壓幅值為E（E為電路工作時A點的電壓）。由于變壓器二次側(cè)采用的是全波整流，因此最終輸出的電壓脈沖頻率為開關(guān)管頻率的2倍。假設(shè)開關(guān)管的工作頻率為f，則輸出電壓脈沖頻率為2f。所以經(jīng)過脈沖變壓器二次側(cè)的電壓幅值為（N1，N2分別為高頻變壓器一次側(cè)和二次側(cè)的匝數(shù)）。相關(guān)電壓波形如圖2～5所示。

圖 2Q1, Q3驅(qū)動電壓波形Fig.2The driving voltage waveform of Q1and Q3

圖3 Q2, Q4驅(qū)動電壓波形Fig.3The driving voltage waveform of Q2and Q4

圖 4變壓器一次側(cè)電壓波形Fig.4Transformer primary side waveform

圖 5整流輸出電壓波形Fig.5Rectifier output waveform

變壓器二次電壓幅值

整流輸出電壓

在設(shè)計開關(guān)穩(wěn)壓電源時改變占空比D以及改變N1,N2，即可在一定范圍內(nèi)獲得所需的直流電壓輸出。由于輸出電壓脈沖頻率較高，很容易通過LC濾波得到平穩(wěn)的直流電壓Uo。

在傳統(tǒng)的多電平逆變器中，無論是半橋式多電平逆變器，還是聯(lián)級式多電平逆變器，其目的都是為了在最終逆變輸出的交流電流中，得到更多的電平數(shù)，從而達到減少輸出諧波，獲得諧波含量少的交流電壓波形。由開關(guān)穩(wěn)壓電源的工作原理分析可知，改變電路的參數(shù)和觸發(fā)脈沖的占空比，可以在一定范圍內(nèi)獲得所需的電壓值。將開關(guān)穩(wěn)壓電源和傳統(tǒng)多電平逆變對比，可以發(fā)現(xiàn)兩者都具有獲得不同輸出電壓的能力。因此可以根據(jù)開關(guān)穩(wěn)壓電源獲得不同輸出電壓的特點，對開關(guān)穩(wěn)壓電源進行適當控制，對開關(guān)穩(wěn)壓電源電路進行適當改造，從而獲得多電平逆變輸出是可行的。

如圖6所示，在一段連續(xù)的時間內(nèi)，改變3次占空比，獲得3個電平的電壓輸出。

圖6 占空比改變3次的輸出電壓波形Fig.6Output voltage waveform for duty cycle changed three times

由圖6可以看出，組合變流技術(shù)可以通過控制占空比，得到多電平輸出。對占空比的改變作一些規(guī)則的變化，得到圖7的輸出電壓波形。

圖7 占空比規(guī)則變化的電壓輸出波形Fig.7Output voltage waveform for the duty cycle rule changing

圖7中的輸出電壓波形在一段時間內(nèi)的電平的變化接近多電平逆變的要求，呈現(xiàn)一定的正弦變化規(guī)律。它可以看作是由2個正弦正半周構(gòu)成的多電平正逆變波形。

圖7的電壓波形經(jīng)過一個橋式逆變，將其中的一個正弦正半波變成負半部分，得圖8所示的輸出電壓波形。

圖8 輸出電壓波形Fig.8The output voltage waveform

圖8的電壓輸出波形和多電平逆變得到的電壓輸出波形是一致的，只需把該電壓輸出進行濾波后就能得到如圖9所示的正弦的電壓輸出波形。

圖9 正弦電壓輸出波形Fig.9Sinusoidal voltage output waveform

圖10為實現(xiàn)多電平逆變的主電路圖，它由前面所講述的組合變流技術(shù)AC, DC, AC, DC構(gòu)成的開關(guān)穩(wěn)壓電源，再加上一個逆變部分組成。通過這種電路結(jié)構(gòu)得到多電平逆變輸出，且實現(xiàn)了輸入和輸出的隔離。

圖10 基于組合變流技術(shù)的多電平逆變Fig.10Multi-level inverter based on combination of converter technology

圖8是多電平逆變輸出的電壓波形，它的電平數(shù)為7，即為7電平逆變。在實際運用中，可根據(jù)實際需求把輸出電平數(shù)提高，使得最終得到的逆變輸出電平數(shù)更多，最終濾波得到的波形更接近正弦波，從而達到減小輸出諧波，獲得更高質(zhì)量的正弦輸出。

3 控制原理和實現(xiàn)方法

3.1 正弦正半周波形的控制

假定最終輸出的交流電壓的周期為To，則通過開關(guān)穩(wěn)壓電源拓撲獲得的正弦正半周的電壓波形的周期為。在正弦正半周的時間內(nèi)占空比的變化規(guī)律按照正弦的規(guī)律變化，就可以獲得輸出電壓波形按正弦規(guī)律變化。由于全橋開關(guān)穩(wěn)壓電源的原理實際上也是利用PWM，根據(jù)面積等效的原理，獲得所需輸出電壓。因此獲得一個電平的電壓輸出，需要連續(xù)幾個周期的控制信號，得到連續(xù)幾個等占空比的電壓脈沖，再通過整流穩(wěn)壓獲得等效的電平。在獲得某個電平所需占空比，且電平的變化規(guī)律按照正弦函數(shù)變化時，仍可以采用連續(xù)的輸入輸出函數(shù)進行分析。在控制時，根據(jù)不同的電平求得不同時間段內(nèi)的占空比。

假定需要獲得的交流電壓波形的函數(shù)為

式中：U為逆變交流輸出電壓的幅值；

開關(guān)穩(wěn)壓電源的直流輸出電壓為

在控制時，只要滿足Uo=Uc即可得到在正半周按正弦變化的電壓波形，所以有如下分析計算：

占空比D的變化規(guī)律滿足上式時，輸出電壓波形即可按照正弦規(guī)律變化，從而得到正弦正半周的多電平電壓波形。實際運用時，在所需得到正弦波的1/4周期內(nèi)，計算得到各電平對應(yīng)的占空比，其余以1/4周期對稱獲得占空比的變化規(guī)律。圖7所示占空比的控制，可由圖11所示獲得。

如圖11所示，在OA, AB, BC三個時間段內(nèi)獲得3個輸出電平，分別取OA, AB, BC時段的中點時刻，計算出該時刻占空比的大小。由上面的分析可知占空比和輸出電壓成正比，而電壓在時間上為一個正弦函數(shù)。在確定某段時間所需輸出電壓時，即可以計算出該時刻的占空比，從而獲得該段時間內(nèi)的電壓輸出。

圖11 多電平輸出時占空比的控制示意圖Fig.11Control schematic diagram of the duty cycle for multi-level output

3.2 實現(xiàn)方法舉例

在電力電子領(lǐng)域中，有許多PWM專用控制芯片，這為PWM的占空比的控制帶來了方便。TL494, SG3525等芯片都是PWM專用控制芯片。其中SG3525通過放電管腳來控制死區(qū)和占空比，TL494通過控制DTC管腳的給定電壓，實現(xiàn)PWM輸出的占空比的控制[7]。為了方便控制輸出占空比的變化，在芯片選擇時，可以選用如同TL494通過電壓控制輸出占空比類型的芯片，實現(xiàn)組合多電平逆變。

以TL494為控制芯片，分析如何通過模擬電路實現(xiàn)對占空比的控制，從而獲得所需的電壓波形。圖12為利用文中所述方法實現(xiàn)的多電平逆變控制方框圖。按照圖11所示，當直流電源電壓和高頻變壓器變比一定時，每個輸出電平將對應(yīng)一個占空比，而對于TL494輸出的PWM波形的不同占空比都有一個DTC管腳的電壓值對應(yīng)。因此只需根據(jù)電路和所需輸出的電平，計算出每個電平對應(yīng)DTC管腳的電壓值，然后將這些電壓值加到TL494的DTC管腳，即可獲得如圖7所示的電平輸出。最后經(jīng)過一個橋式逆變，將其中的一個正弦正半波變成負半部分得到如圖8所示的多電平輸出。圖8的電壓輸出波形再經(jīng)過濾波，即可得到圖9所示的正弦的電壓輸出。

圖12 開環(huán)組合多電平逆變控制方框圖Fig.12Control block diagram of a multi-level inverter of open loop combination

3.3仿真實驗

為驗證所述組合多電平逆變實現(xiàn)方法的可行性，在Multisim 11.0仿真軟件中建立多電平逆變的仿真模型，如圖13所示。

圖13 仿真電路圖Fig.13Circuit simulation

仿真模型以TL494作為電路的控制和驅(qū)動芯片，利用TL494產(chǎn)生兩路互補帶死區(qū)的PWM脈沖（如圖14所示），驅(qū)動逆變橋的開關(guān)管，使變壓器T1一次側(cè)獲得正負對稱的電壓脈沖。多電平給定采用電壓值不同的電源串聯(lián)，通過單刀多擲開關(guān)選擇不同的檔位，獲得不同的給定電壓。仿真時，手動控制單刀多擲開關(guān)，改變TL494芯片DTC管腳的給定電壓，模擬半個正弦周期的多電平輸出。

圖14 TL494 PWM輸出波形Fig. 14The PWM output waveform of TL494

圖15為仿真電路中變壓器二次側(cè)電壓波形，圖16為給定多電平電壓波形和輸出的電壓波形。

圖15 變壓器二次側(cè)電壓波形Fig.15The transformer secondary side voltage waveform

圖16 給定和輸出電壓波形Fig.16The given and the output voltage waveform

3.4實驗結(jié)果分析

由圖16中的仿真結(jié)果可以看出，組合變流技術(shù)可用于實現(xiàn)逆變，該方法較容易實現(xiàn)多電平逆變，且可實現(xiàn)輸入輸出的電氣隔離。在仿真模型中，占空比控制電壓幅值與輸出電壓幅值成反比關(guān)系。通過給定占空比電壓波形和輸出電壓波形的對比可以看出，輸出的電壓波形能較好地跟隨給定波形。采用該組合變流技術(shù)實現(xiàn)多電平逆變，其中有一個環(huán)節(jié)是單極性的，可以在該環(huán)節(jié)對輸出電壓進行濾波，使得濾波變得更加容易。

4 結(jié)語

文中給出了一種利用組合變流技術(shù)實現(xiàn)多電平逆變的原理和設(shè)計方法。隨著微機控制技術(shù)的發(fā)展，實際運用中可以利用微機來控制占空比，利用微處理器直接產(chǎn)生PWM脈沖，按照預定輸出改變占空比獲得多電平輸出，從而簡化電路，提高該多電平逆變的可靠性。文中只對這種多電平逆變方法的設(shè)計思路進行了分析，該多電平逆變電路參數(shù)的分析及電路參數(shù)的優(yōu)化與研究有待進一步深入。當前的測試也還在仿真階段，因此樣機的制作和實物的測試，也是下一步需要解決的問題。

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（責任編輯：鄧光輝）

A Method to Achieve Multilevel Inverter

Huang Linsen，Long Yonghong，Zhou Yaxing，Yang Liang
（School of Electrical and Information Engineering，Hunan University of Technology，Zhuzhou Hunan 412007，China）

Traditional multilevel inverter circuit structure and control principle are complex and high cost to realize, and it is not suitable for small power inverter applications. A multilevel inverter is designed for small and medium-sized power applications. The voltage waveform for multi-level inverter requirement is obtained through the combination of converter technology and the reasonable control of PWM. The principle and design method of multilevel inverter are introduced, the circuit structure of the system is presented, and the scheme is simulated by Multisim11.0. The simulation results show that by means of controlling the given voltage to realize multilevel inverter, the output voltage waveform can better follow the given and the control method is simple.

converter technology；multilevel inverter；Multisim 11.0

TM464

A

1673-9833(2014)04-0035-06

10.3969/j.issn.1673-9833.2014.04.009

2014-04-05

黃林森（1990-），男，福建省龍巖人，湖南工業(yè)大學碩士生，主要研究方向為電力電子系統(tǒng)與裝置，E-mail：631206215@qq.com