摘 要：本文綜合分析了光伏逆變系統(tǒng)的傳導電磁干擾噪聲，包括系統(tǒng)直流側模態(tài)參數(shù)提取，直流人工電源網(wǎng)絡特性參數(shù)建模方法，交流側傳導噪聲傳輸特性對共模/差模噪聲模態(tài)的影響。最后以某一光伏逆變器為實驗對象，先分析該系統(tǒng)直流側的傳導EMI特性，再就其超標設計適用的直流EMI濾波器，以期本文設計方法為濾波器設計帶來參考和借鑒。

關鍵詞：光伏逆變系統(tǒng)；噪聲源內阻抗提取；閉環(huán)控制

中圖分類號：TM464

光伏并網(wǎng)逆變器采用大量電力電子器件，這會給電網(wǎng)造成嚴重的電磁兼容性問題[1]。當前在逆變器的電磁兼容性研究上，人工電源網(wǎng)絡、噪聲分離網(wǎng)絡是主要的提取逆變器對外傳導噪聲的模態(tài)參數(shù)（即共模噪聲和差模噪聲）的方法，在設計EMI濾波器時多采用經(jīng)驗值法。但尚存不足，如未考慮噪聲源內阻抗特性對傳導EMI噪聲的影響，未考慮人工電源網(wǎng)絡特性參數(shù)對于模態(tài)提取精度的影響，未考慮不同模態(tài)噪聲傳輸?shù)穆窂?，未考慮閉環(huán)控制參數(shù)對不同模態(tài)噪聲的影響等。

在前期研究基礎上，本文分別研究了直流側噪聲源內阻抗建模方法，直流人工電源網(wǎng)絡特性參數(shù)建模方法，交流側傳導噪聲傳輸特性對模態(tài)參數(shù)的影響。為分析與解決光伏并網(wǎng)逆變器的電磁兼容性問題提供了理論支撐。

1 系統(tǒng)直流側噪聲理論分析

1.1 直流側噪聲源建模方法

抑制逆變器的傳導EMI噪聲可提高光伏并網(wǎng)逆變器EMC，主要抑制手段為EMI濾波器。一般使用雙電流探頭法提取逆變器直流側噪聲源內阻抗以設計高效的濾波器，為降低成本，本文提出基于直流系統(tǒng)的單電流探頭法。圖1（a）為原理圖，包括信號源、電流探頭、頻譜儀和并網(wǎng)逆變器。在信號輸出端串聯(lián)隔直電容以避免其受到高壓損壞，電磁兼容標準規(guī)定傳導EMI噪聲的常規(guī)測試頻段為150KHz-30MHz，因此容值大小合適的隔直電容可保證信號發(fā)生器的輸出信號有效傳輸。為保證被測系統(tǒng)直流供電有效和信號發(fā)生器輸出信號有效進入被測系統(tǒng)供阻抗提取使用，在原電路基礎上并聯(lián)旁路電阻，電阻大小根據(jù)阻抗提取實驗需要確定。

1.2 直流人工電源網(wǎng)絡的理論研究

線阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡LISN（Line Impedance Stabilization Network）可將試驗電路與電源上的噪聲信號相隔離，將干擾電壓耦合到測量接收機上，并能在射頻范圍內在受試設備端子之間提供一規(guī)定阻抗[3]。

由L1、C1所組成的L型低通濾波器能濾除發(fā)電設備的輸出電流中的高次諧波以及高頻噪聲，以減少受試設備的供電電源中潛在的噪聲。逆變網(wǎng)絡工作時產(chǎn)生的噪聲電流會引起傳導電磁干擾，該噪聲流過C2與R2后被EMI接收機測量。

由于阻抗相差較大，接收機內阻抗R3與人工電源網(wǎng)絡并聯(lián)時可忽略R2大小。在測試頻段內，相對于EMI噪聲來說，電容C1、C2相當于短路，去掉R3后電容C2通過電阻R2放電。假設直流母線正極負極上測量噪聲電壓為U+、U-，噪聲電流為I+、I-，則滿足：U+=50I+，U-=50I-。

2 交流側閉環(huán)控制下的噪聲建模方法

光伏并網(wǎng)逆變器交流側傳導EMI噪聲主要來源于功率管開通和關斷時產(chǎn)生的較高dv/dt及其在濾波電感上引起的di/dt，式（7）為忽略其它較小干擾源的近似方程。

通常將干擾電壓等效為理想的方波信號來分析逆變器輸出電壓的諧波，且忽略其上升和下降時間。采用SPWM控制，vD如圖4所示，它在半個周期內由多個不同寬度的階梯波組成，導通時間由調制波和載波的幅值、頻率共同決定，脈沖個數(shù)由載波頻率決定。設ft，At分別為三角載波的頻率和幅值，fc，Ac分別為正弦調制波的頻率和幅值，則調制比M=Ac/At（0

可得vD的有效值：

由上式分析可得，在線路電感L、功率管漏柵極阻抗rds和寄生電容Cp確定的情況下，并網(wǎng)逆變器的傳導共模噪聲和差模噪聲的大小主要由載波頻率和功率管導通的時間決定。載波頻率升高，導通時間延長，則傳導干擾噪聲變大。

3 實驗與仿真結果分析

3.1 實驗設計提取直流側噪聲源內阻抗

利用德國RS的FSC3頻譜分析儀（9KHz-3GHz），BCP-513型電流探頭（150KHz-1GHz）、SG-4162AD LODESTAR公司信號發(fā)生器、50Ω標準阻抗等，根據(jù)文中所述方法設計直流側噪聲源內阻抗提取實驗，將該電路應用于光伏并網(wǎng)逆變器的直流側，信號發(fā)生器在高頻輸出信號，根據(jù)0.15、1、2、3、…、30MHz的規(guī)律改變其頻率f，并在不同階段分別測量電流探頭的檢測電壓大小，然后根據(jù)公式（4）、（5）、（6）的測試步驟及條件，如圖5（b）所示為光伏逆變器直流側噪聲源內阻抗。

3.2 直流側傳導EMI噪聲抑制實驗

以太陽能發(fā)電的光伏逆變器為例分析直流側傳導電磁干擾噪聲特性及其抑制，實驗系統(tǒng)由以下模塊構成：光伏電池板、DC_LISN、光伏逆變器（包括負載）、傳導接收機和噪聲分離網(wǎng)絡等。其中光伏電池板在正常陽光照射下輸出直流48V；DC_LISN采用蘇州泰思特公司的LSI-5uH-100，頻率范圍為0.1MHz-150MHz；光伏逆變逆變器采用光伏發(fā)電專用逆變器；接收機采用德國RS的FSC3，頻率范圍為9KHz-3GHz；噪聲分離網(wǎng)絡的插入損耗在頻率范圍內最大2dB，共模/差模抑制比最小35dB，輸入阻抗50Ω。

光伏電池板正常工作時，逆變器輸出端接滿載負載，且未在直流側接入EMI濾波器時，通過DC-LISN測得的直流側干擾噪聲超標，在530KHz、560KHz、12MHz-30MHz超標：。為滿足標準，需采用有效措施進行抑制，即設計傳導EMI濾波器。采用噪聲分離網(wǎng)絡對直流側總噪聲中的共模、差模噪聲模態(tài)進行提取，提取結果如圖6（c）所示，分析可得差模噪聲是該系統(tǒng)直流側傳導電干擾噪聲中的主要成分，而共模噪聲信號較小，因而只需設計差模EMI濾波器。如圖6（d）所示為設計的傳導EMI濾波器，其中L1為采用異進異出方式繞制的10mH共模扼流圈，C1、C2、C5、C6為0.022uF陶瓷電容，C3、C4為0.47uF陶瓷電容。

將所設計的濾波器接入逆變系統(tǒng)的直流側，再次測量其直流側傳導電磁干擾噪聲，結果如圖6（e）所示，逆變系統(tǒng)的傳導干擾噪聲在限值下，該結果較好地驗證了所設計的共模EMI濾波器在抑制直流干擾噪聲方面的有效性。

4 結束語

本文綜合分析了光伏逆變系統(tǒng)的傳導電磁干擾噪聲，包括系統(tǒng)直流側模態(tài)參數(shù)提取，直流人工電源網(wǎng)絡特性參數(shù)建模方法，交流側傳導噪聲傳輸特性對共模/差模噪聲模態(tài)的影響。本文通過MATLAB仿真對比分析DC_LISN的參數(shù)受到的高頻寄生參數(shù)的影響。最后以某一光伏逆變器為實驗對象，先分析該系統(tǒng)直流側的傳導EMI特性，再就其超標設計適用的直流EMI濾波器，以期本文設計方法為濾波器設計帶來參考和借鑒。

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[10]See K.Y..Network for conducted EMI diagnosis[J].Electronics Letters，2014：1446-1447.

作者簡介：

作者單位：江蘇省電氣裝備電磁兼容工程實驗室，南京 210042；蘇州泰思特電子科技有限公司，江蘇蘇州 215011