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        新穎的雙調(diào)制波中點(diǎn)電位控制策略的研究

        2014-04-28 07:02:30何鳳有李探陳勛高新宇
        電氣傳動(dòng) 2014年5期
        關(guān)鍵詞:鉗位中點(diǎn)電平

        何鳳有,李探,陳勛,高新宇

        (中國(guó)礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院,江蘇徐州 221008)

        新穎的雙調(diào)制波中點(diǎn)電位控制策略的研究

        何鳳有,李探,陳勛,高新宇

        (中國(guó)礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院,江蘇徐州 221008)

        針對(duì)三電平中點(diǎn)鉗位式逆變器中點(diǎn)電位平衡的問(wèn)題,建立了中點(diǎn)電位小信號(hào)模型,提出了一種新穎的中點(diǎn)電位閉環(huán)控制策略。該控制策略采用雙調(diào)制波脈寬調(diào)制方法,不僅可以獲得較高的直流電壓利用率還消除了中點(diǎn)電位的低頻振蕩;采用PI調(diào)節(jié)器作為控制器,具有中點(diǎn)電位動(dòng)態(tài)響應(yīng)快,并可以實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位的穩(wěn)態(tài)無(wú)靜差控制。在三電平中點(diǎn)鉗位逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提出控制策略的正確性和有效性。

        三電平中點(diǎn)鉗位逆變器;雙調(diào)制波PWM;中點(diǎn)電位;PI調(diào)節(jié)器

        1 引言

        自中點(diǎn)鉗位結(jié)構(gòu)提出以來(lái),中點(diǎn)鉗位式三電平在變頻領(lǐng)域得到了越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。作為中點(diǎn)鉗位結(jié)構(gòu)的固有問(wèn)題,三電平中點(diǎn)電位平衡的問(wèn)題成為越來(lái)越多的學(xué)者研究的熱點(diǎn)[1]。三電平的PWM調(diào)制策略主要有載波脈寬調(diào)制法和空間矢量脈寬調(diào)制法。這兩種脈寬調(diào)制策略都會(huì)在直流母線的中點(diǎn)產(chǎn)生3倍基波頻率的中點(diǎn)電流,因此需要較大的電容來(lái)減小中點(diǎn)電位的波動(dòng)并保持中點(diǎn)電位的平衡[2]。

        文獻(xiàn)[3-5]介紹了一種雙調(diào)制波脈寬調(diào)制法,可以獲得和空間矢量脈寬調(diào)制法同樣高的直流電壓利用率,同時(shí)還可以消除中點(diǎn)電位的低頻振蕩。文獻(xiàn)[2]通過(guò)調(diào)節(jié)中間電壓控制中點(diǎn)電位,可以消除中點(diǎn)電位的直流偏移,但是中點(diǎn)電位波動(dòng)較大。文獻(xiàn)[3-4]采用閉環(huán)控制策略控制中點(diǎn)電位。通過(guò)檢測(cè)中點(diǎn)電位的偏差和負(fù)載電流的方向,對(duì)調(diào)制波進(jìn)行適當(dāng)?shù)钠?,控制中點(diǎn)電位。這種策略的控制精度取決于偏移系數(shù)的選擇,如果選擇不合理,閉環(huán)控制的優(yōu)點(diǎn)就不能得到體現(xiàn)。

        本文首先分析了雙調(diào)制波脈寬調(diào)制的基本原理,給出了得到雙調(diào)制波的一種方法。基于中點(diǎn)電位開(kāi)關(guān)平均模型,建立了中點(diǎn)電位的小信號(hào)模型,簡(jiǎn)化了中點(diǎn)電位控制器的設(shè)計(jì)。通過(guò)引入控制變量,采用PI調(diào)節(jié)器對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行閉環(huán)控制,消除了中點(diǎn)電位的低頻振蕩,同時(shí)也減小了中點(diǎn)電位的波動(dòng)并實(shí)現(xiàn)了中點(diǎn)電壓的快速平衡。最后,在中點(diǎn)鉗位式三電平逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上對(duì)提出的中點(diǎn)電位控制策略進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

        2 雙調(diào)制波PWM基本原理

        二極管鉗位式三電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示,直流母線電壓值為Udc。

        圖1 二極管鉗位型三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 The topology of diode clamped three-level inverter

        每個(gè)載波周期內(nèi),按照電壓大小將三相參考電壓分為最大電壓urmax,中間電壓urmid和最小電壓urmin,并分成兩部分可得:

        式中:下標(biāo)p表示該相輸出為正;下標(biāo)n表示該相輸出為負(fù)。

        由三相電壓關(guān)系可知,urmax≥0,urmin≤0,則urmaxn=0,urminp=0,為簡(jiǎn)化計(jì)算,令urmidp=urmidn=urmid/2。

        三電平載波調(diào)制法采用兩組頻率和幅值相同且上下層疊的三角波作為載波,一個(gè)載波周期內(nèi)的載波調(diào)制示意圖如圖2所示。Ts為載波周期,umax,umid,umin為三相輸出相電壓。參考電壓為正時(shí),參考電壓和載波1比較得到對(duì)應(yīng)的占空比;參考電壓為負(fù)時(shí),參考電壓和載波2比較得到對(duì)應(yīng)的占空比。

        圖2 載波周期內(nèi)載波調(diào)制示意圖Fig.2 Carrier modulation schematic diagram within one carrier cycle

        假設(shè)在一個(gè)載波周期內(nèi),直流母線電壓、輸出相電流和參考電壓保持恒定,則一個(gè)載波周期內(nèi)的平均中點(diǎn)電流可以表示為

        為使中點(diǎn)電流在一個(gè)載波周期內(nèi)的平均值為零,在不改變輸出線電壓波形的前提下,通過(guò)疊加一定的電壓分量,生成雙調(diào)制波。為保證三相疊加的電壓分量相等,本文所采用的疊加方式如下:

        將式(4)代入式(2)可知,一個(gè)載波周期內(nèi)的平均電流為零。

        由式(3)可以得到三相調(diào)制波波形。圖3是調(diào)制度為1.15時(shí),A相調(diào)制波在一個(gè)周期的波形。從圖3中可以看出,采用雙調(diào)制波脈寬調(diào)制可以增大調(diào)制比,同時(shí)還可以提高直流電壓利用率。由于在每個(gè)載波周期內(nèi),保證了平均中點(diǎn)電流為零,因此還可以消除中點(diǎn)電位的低頻振蕩。

        圖3 A相雙調(diào)制波波形Fig.3 Double modulation waveforms of A phase

        3 中點(diǎn)電位模型及控制器的設(shè)計(jì)

        中點(diǎn)電位的控制效果,依賴于對(duì)中點(diǎn)電位建模的準(zhǔn)確度??刂浦悬c(diǎn)電位的平衡并消除中點(diǎn)電位低頻波動(dòng),需要保證一個(gè)載波周期內(nèi)中點(diǎn)電流平均值為零。為簡(jiǎn)化控制器的設(shè)計(jì),在開(kāi)關(guān)平均模型的基礎(chǔ)上,本文建立了中點(diǎn)電位的小信號(hào)模型[6]。式(3)所示的參考電壓表達(dá)式是在理想情況下得到的,當(dāng)加入開(kāi)關(guān)死區(qū),負(fù)載為非線性負(fù)載時(shí),就會(huì)引起中點(diǎn)電位的不平衡。引入控制變量k控制中點(diǎn)電位的平衡,將urip(i=max,mid,min)同時(shí)乘以變量k,urin同時(shí)乘以(1-k),雙調(diào)制波的參考電壓為

        可以看出,式(5)中變量k取0.5時(shí)與式(3)參考電壓表達(dá)式等價(jià)。

        由式(2)、式(4)、式(5),可以得到平均中點(diǎn)電流關(guān)于變量k的表達(dá)式,化簡(jiǎn)得

        由于中點(diǎn)電壓的變化取決于中點(diǎn)電流,可以得到關(guān)于變量k的中點(diǎn)電壓動(dòng)態(tài)模型。逆變器直流母線的等效電路如圖4所示,可以得到中點(diǎn)電位的開(kāi)關(guān)平均模型

        圖4 逆變器直流母線開(kāi)關(guān)平均模型等效電路Fig.4 Switching average model equivalent circuit of the inverter DC bus

        由于平均量中含有直流量和擾動(dòng)小信號(hào)交流量,下式中用大寫(xiě)字母表示直流量,上標(biāo)“^”表示擾動(dòng)小信號(hào)交流量,則開(kāi)關(guān)平均量可以分別表示為

        將擾動(dòng)小信號(hào)交流量代入式(7)中,K取0.5,可以得到中點(diǎn)電位小信號(hào)模型

        由式(9)可以看出,中點(diǎn)電位小信號(hào)模型為一階線性模型,對(duì)式(9)進(jìn)行拉普拉斯變換可以得到以控制變量^為輸入,Δ為輸出的傳遞函數(shù)

        選用PI調(diào)節(jié)器作為控制中點(diǎn)電壓的控制器,考慮到逆變器一個(gè)載波周期的滯后,用一個(gè)小慣性環(huán)節(jié)代替逆變器的PWM環(huán)節(jié),中點(diǎn)電位控制框圖如圖5所示。

        圖5 中點(diǎn)電位控制框圖Fig.5 Neutral-point voltage controller block diagram

        下式為系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù):

        可以看出,系統(tǒng)為典型的Ⅱ型系統(tǒng),利用典型的Ⅱ型系統(tǒng)工程設(shè)計(jì)方法進(jìn)行設(shè)計(jì)[7]??紤]到系統(tǒng)的超調(diào)量、上升時(shí)間以及調(diào)節(jié)時(shí)間等因素,按h=5設(shè)計(jì),則:

        按照逆變器輸出的最大功率設(shè)計(jì)PI調(diào)節(jié)器參數(shù),根據(jù)式(12)可以求出PI調(diào)節(jié)器的比例放大系數(shù)和積分時(shí)間常數(shù)。

        4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

        為驗(yàn)證提出控制策略的正確性和有效性,在中點(diǎn)鉗位式三電平逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。選用TI公司生產(chǎn)的TMS320F2812作為主控芯片,開(kāi)關(guān)管采用英飛凌公司生產(chǎn)的IGBT功率模塊FF300R12MS4,IGBT驅(qū)動(dòng)板選用CONCEPT公司的2SC0435T。實(shí)驗(yàn)參數(shù)具體如下:調(diào)制度m=0.7,直流母線電壓Udc=400 V,直流母線電容C1=C2=1 000 μF,三相對(duì)稱(chēng)阻感負(fù)載Y型連接R=8 Ω,L=23 mH,載波頻率f=2 kHz。

        圖6 逆變器輸出電壓電流波形Fig.6 Voltage and current output waveforms of the inverter

        圖6a為逆變器輸出線電壓Uab的波形,圖6b為A相負(fù)載相電壓波形,圖6c為三相負(fù)載電流波形。從圖6中可以看出,輸出線電壓波形具有5個(gè)電平,負(fù)載相電壓波形具有9個(gè)電平,負(fù)載電流為正弦波。

        圖7 直流側(cè)電容電壓波形Fig.7 Waveforms of capacitors voltage at DC-side

        為驗(yàn)證控制策略的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能,電容C1的初始電壓為400 V,電容C2的初始電壓設(shè)為0 V,圖7a為基于線電壓坐標(biāo)系SVPWM電容電壓動(dòng)態(tài)波形及穩(wěn)態(tài)局部放大波形圖。通過(guò)選擇開(kāi)關(guān)序列和調(diào)節(jié)復(fù)用矢量的作用時(shí)間控制中點(diǎn)電位。從圖7a中可以看出,中點(diǎn)電位經(jīng)過(guò)100 ms后達(dá)到平衡,中點(diǎn)電位波動(dòng)15 V,一個(gè)周期內(nèi)中點(diǎn)電壓波動(dòng)3次。圖7b為采用所提中點(diǎn)控制方法電容電壓動(dòng)態(tài)波形及穩(wěn)態(tài)局部放大波形,中點(diǎn)電位經(jīng)過(guò)50 ms達(dá)到平衡,中點(diǎn)電位波動(dòng)不到10 V,一個(gè)周期內(nèi)中點(diǎn)電壓波動(dòng)6次??梢钥闯霾捎帽疚奶岢龅目刂撇呗噪娙蓦妷翰▌?dòng)較小,動(dòng)態(tài)響應(yīng)快。

        5 結(jié)論

        1)本文分析了雙調(diào)制波PWM基本原理,給出了雙調(diào)制波的生成方法?;谥悬c(diǎn)電位開(kāi)關(guān)平均模型,建立了中點(diǎn)電位的小信號(hào)模型,提出了一種中點(diǎn)電位控制器的設(shè)計(jì)方法。

        2)采用閉環(huán)控制策略,選用PI調(diào)節(jié)器作為控制器,實(shí)現(xiàn)了中點(diǎn)電位的快速平衡。與SVPWM方法和傳統(tǒng)的中點(diǎn)電位控制方法相比,提出調(diào)制方法和控制策略可以消除中點(diǎn)電位的低頻振蕩,并且減小中點(diǎn)電位的波動(dòng)。

        3)提出控制策略和調(diào)制方法的不足之處是開(kāi)關(guān)頻率相對(duì)較高,但是由于消除了中點(diǎn)電位的低頻振蕩,可以減小直流側(cè)電容的容量。因此,應(yīng)用在開(kāi)關(guān)器件選用MOSFET的小功率領(lǐng)域具有一定的優(yōu)勢(shì)。

        [1] 張曄,湯鈺鵬,王文軍.三電平逆變器空間矢量調(diào)制及中點(diǎn)電位平衡研究[J].電氣傳動(dòng),2010,40(2):33-36.

        [2] 李永東.大容量多電平變換器——原理、控制、應(yīng)用[M].北京:科學(xué)出版社,2005.

        [3] 田凱,王明彥,劉松斌.新穎的雙調(diào)制波三電平載波脈寬調(diào)制方法[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2009,29(33):54-59.

        [4] 張志,謝運(yùn)祥,樂(lè)江源,等.一種消除中點(diǎn)電位低頻振蕩的三電平逆變器載波調(diào)制方法[J].電力自動(dòng)化設(shè)備,2010,30(4):42-45.

        [5] Pou J,Zaragoza J,Rodriguez P,et al.Fast-processing Modula-tion Strategy for the Neutral-point-clamped Converter with To-tal Elimination of the Low-frequency Voltage Oscillations in the Neutral Point[J].IEEE Transactions on Industrial Elec-tronics,2007,54(4):2288-2294.

        [6] 張衛(wèi)平.開(kāi)關(guān)變換器的建模與控制[M].北京:中國(guó)電力出版社,2005.

        [7] 阮毅,陳維鈞.運(yùn)動(dòng)控制系統(tǒng)[M].北京:清華大學(xué)出版社,2006.

        修改稿日期:2013-10-17

        Research on Novel Control Strategy of Neutral-point Potential Based on Double Modulation Wave

        HE Feng-you,LI Tan,CHEN Xun,GAO Xin-yu
        (Institute of Information and Electrical Engineering,China University of Mining and Technology,Xuzhou221008,Jiangsu,China)

        For the balance of neutral-point potential for the three-level neutral point clamped inverter(NPC-3L),the small-signal model of neutral-point potential was established and a novel closed-loop control strategy of neutral-point potential was proposed.The control strategy uses a double modulation wave pulse width modulation method,a higher DC voltage utilization was obtained,and the low-frequency oscillation of the neutral-point potential eliminated;the proportional integral regulator is used as a controller,the neutral-point potential responds fast and has no static error at steady-state.Experiment is done on a NPC-3L experimental platform.The experimental results show the correctness and effectiveness of the proposed control strategy.

        three-level neutral point clamped inverter;double modulation wave carrier-based pulse width modulation ;neutral-point potential;PI regulator

        TM464

        A

        何鳳有(1963-),男,博士,研究生導(dǎo)師,教授,Email:hfy_cumt@263.net

        2013-06-13

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