田 磊

(1．西安郵電大學電子工程學院，陜西西安 710121；2．西安電子科技大學超高速電路設計與電磁兼容教育部重點實驗室，陜西西安 710071)

0 引言

便攜設備的迅猛發(fā)展促使數(shù)模電路不斷向高速和高精度方向發(fā)展，基準電流源作為模擬電路和數(shù)模混合電路的關鍵模塊之一，為其他模塊提供穩(wěn)定的基準電流[1]。傳統(tǒng)的正、負溫度系數(shù)電流求和補償方法[2]，忽略了電阻溫度系數(shù)，目前高精度電流基準源結構復雜[3]。

針對以上設計缺憾，文中提出了一種采用正溫度系數(shù)電阻的帶隙結構，產生負溫度系數(shù)電流[4]，并在基準電流源中鏡像，最終將多路電流求差進行補償?shù)碾娏骰鶞试措娐?。該電路結構簡單，無需放大器；并復合采用了分段曲率補償及高階非線性溫度補償，減小基準電流在整個溫度范圍內的變化。

1 傳統(tǒng)基準電流源電路

獲取基準電流的一般方法是利用帶隙結構產生與絕對溫度成正比的電流(PTAT)[5]，其表達式為：

(1)

式中：IC1和IC2分別為流過2個結構完全相同的晶體管的集電極電流；VT為熱電壓與絕對溫度成正比；電阻R的阻值與溫度有關。

典型的電流基準源電路的設計思想是利用與絕對溫度成正比的電流和與絕對溫度成反比的電流(CTAT)兩部分線性疊加而成。不考慮電阻溫度特性，其IPTAT和ICTAT電流產生的典型結構如圖1所示。

圖1 正、負溫度電流求和電路

其中，共源共柵結構抑制溝道長度調制效應。若忽略短溝道效應，可以通過ICTAT、IPTAT得到I的表達式分別：

I=K1ICTAT+K2IPTAT

(2)

式中K1和K2是溫度系數(shù)，電流疊加可以實現(xiàn)較好的溫度系數(shù)。

顯然，傳統(tǒng)的一階溫度補償忽略了VBE的高階非線性。對于高精度要求的場合，就需要對該曲線進行進一步的曲率補償，以求得到更好的溫度特性。主要有2種方式：分段曲率補償和高階非線性溫度補償。

2 分段曲率補償及高階非線性溫度補償原理

2．1分段曲率補償原理

傳統(tǒng)補償中基準輸出電流只有在參考溫度附近才能獲得比較好的補償。若將整個溫度范圍分成若干段，根據(jù)每段內電流隨溫度變化斜率的大小，分別進行補償，則可以有效地降低其溫度系數(shù)，獲得高精度的基準電流輸。文中將整個溫度范圍分成兩部分，分別進行補償。

圖2 分段曲率補償原理圖

圖2為分段曲率補償?shù)脑硎疽鈭D?？紤]到ICTAT和ICTAT電流的補償由INL1和INL2兩部分組成，兩者同樣具有負的溫度系數(shù)。在T0～T1區(qū)間，補償電流INL=INL1-INL2，ICTAT減去INL得到基準電流輸出；隨著溫度的升高，在T1點，INL2關閉，所以在T1～T2部分，補償電流INL=INL1，ICTAT減去INL得到基準電流輸出。在此情況下，輸出的基準電流出現(xiàn)2個峰值，溫度系數(shù)大大減小。

2．2高階非線性溫度補償原理

不同于分段曲率補償，高階非線性溫度補償直接對輸出基準電流表達式中的對數(shù)項進行補償。三極管BE結電壓對溫度T求導：

(3)

3 復合補償基準電流源核心電路

基于上述溫度補償原理，設計了一種新穎的溫度補償電路結構：利用同為負溫度系數(shù)的電流求差，對基準電流進行復合補償，具體電路如圖3所示。

圖3 復合補償基準電流源核心電路

其中，偏置電壓Vbias將帶隙基準電壓模塊中的ICTAT電流鏡像到電流I3，ICTAT的帶隙產生與上文論述相同，ICTAT表達式為ICTAT=VBE/R，采用正溫度系數(shù)的電阻，所以ICTAT呈現(xiàn)負溫度特性。由Q2，Q4和R2組成補償電流產生電路，補償電流INL=INL1-INL2。由Vref、Q1、R1、M1和M8產生分段控制電流I1，由Vbias、M2、M4、M6和M10產生分段控制電流I2。低溫階段，電流I1大于I2，INL2=I1-I2；高溫階段，I1小于I2，由于通過三極管Q2的電流不能反向，I2被強制拉低，維持I1=I2，補償電流INL=INL1，由此完成兩段中不同溫度系數(shù)的補償。三極管Q3、Q4、Q5和Q6組成的電流鏡鏡像比例為1∶1，由圖所示的電流流向關系，最終得：

IREF=I3-INL

(4)

由圖3得各電流的表達式：

式中：K1，K2，K3為相應電流鏡結構的鏡像比例。

3．1分段曲率補償?shù)蜏仉A段

該階段，IREF=I3-INL=I3-(INL1-INL2)=I3+(I1-I2)-INL1，則溫度特性為：

(5)

將式(1)和VBE的值代入式(5)可得除了常數(shù)項和與溫度成一階線性關系的項外，只有最后兩項是與溫度成高階函數(shù)關系的。

因此，進行高階非線性溫度補償，通過選擇合適溫度系數(shù)的電阻R1和R2，調節(jié)電阻的比值及鏡像系數(shù)K1，就可以在一定溫度T0下，消除高階非線性溫度效應。此后再考慮一階溫度效應，在給定的T0溫度下，設計電阻R與R1，R2及K1、K2、K3的值，得到理想的曲率補償。

3．2分段曲率補償高溫階段

1-λ2T0=0

(6)

和低溫補償相同，選擇合適溫度特性λ的電阻R2，可以在特定溫度T0下消除高階非線性溫度效應。在給定的T0溫度下，合理設計電阻R與R2及K3的值，得到理想的曲率補償。

由此，電路實現(xiàn)了分段曲率補償與高階非線性溫度補償?shù)膹秃蠎?，實現(xiàn)了與溫度無關的電流源。

4 仿真與討論

文中提出的基準電流電路基于0.6 μm UMC工藝模型，在Hspice下進行仿真。圖4是曲率補償?shù)幕鶞孰娏鳒囟葤呙枨€。

圖4 基準電流溫度特性仿真

仿真結果表明，一階補償IREF在-20～120 ℃內變化了0.28 μA；復合曲率補償后的基準電流溫度掃描曲線，在相同溫度范圍內變化了0.028 μA，溫度系數(shù)降到34.5 ppm/℃．可見，補償取得明顯效果。

5 結束語

文中設計一種復合曲率補償?shù)幕鶞孰娏髟措娐罚枚嗦坟摐囟认禂?shù)電流求差的方法，結合使用分段曲率補償和高階非線性溫度補償，在考慮電阻溫度系數(shù)的情況下，詳細地分析補償原理，并得到較理想的仿真結果：電路在-20～120 ℃范圍內，基準電流溫度系數(shù)僅為34.5 ppm/℃．另外，電路未采用放大器，簡化了電路設計，仍具有58.5 dB的較高的電源抑制比。該電路結構簡單，功耗低，可移植性強，適用于對電流性能要求較高的電路與系統(tǒng)中。

參考文獻：

[1]LEE Jung-Hyo，Sungkyunkwan，YU Dong-Ho，et al．Auxiliary Switch Control of a Bidirectional Soft-Switching DC/DC Converter．IEEE Transactions on Power Electronics．2013，12(28)：5446-5457．

[2]王麗，康紅明，謝東巖．高精度程控電流源的設計．儀表技術與傳感器，2012 (7)：105-106．

[3]模擬CMOS集成電路設計．拉扎維，陳貴燦，譯．西安：西安交通大學出版社，2002(12)：312-326．

[4]初秀琴，丁睿，來新泉，等．高精度電流求和型分段曲率補償?shù)幕鶞孰娏髟矗娮涌萍即髮W學報，2012，41(4)：170-175．

[5]王松林，田錦明，來新泉，等．高效同相的降壓-升壓 DC/DC 轉換器的控制方法．儀表技術與傳感器，2006(7)：54-59．

作者簡介：田磊：(1980—)，講師，博士，研究方向為模擬和數(shù)?；旌霞呻娐返脑O計。E-mail：tla02@126．com