崔 偉,李云鵬

(空軍航空大學(xué)信息對(duì)抗系，吉林長(zhǎng)春130022)

0 引言

新型干擾樣式的出現(xiàn)，對(duì)現(xiàn)代雷達(dá)已經(jīng)能夠造成嚴(yán)重的干擾[1]?；跀?shù)字射頻存儲(chǔ)器(DRFM)的干擾技術(shù)[2]是一種現(xiàn)代電子戰(zhàn)的前沿技術(shù)，通過生成干擾信號(hào)與被干擾雷達(dá)信號(hào)波形匹配達(dá)到干擾目的。文獻(xiàn)[3-8]對(duì)DRFM技術(shù)均作了相關(guān)研究。其中，文獻(xiàn)[3]對(duì)線性調(diào)頻脈沖壓縮雷達(dá)的DRFM干擾效果進(jìn)行了探討，文獻(xiàn)[4]對(duì)PD雷達(dá)速度欺騙干擾進(jìn)行了分析，文獻(xiàn)[5]對(duì)高重頻信號(hào)的DRFM干擾技術(shù)研究。但上述研究均未分析干擾信號(hào)的波形特性，也未分析被干擾雷達(dá)對(duì)干擾信號(hào)的處理特性。本文主要對(duì)基于加權(quán)網(wǎng)絡(luò)的3 bit相位量化DRFM干擾信號(hào)特性進(jìn)行了分析，給出了加權(quán)網(wǎng)絡(luò)的加權(quán)值，建立了3 bit相位量化DRFM時(shí)域波形表達(dá)式，利用仿真分析了3 bit相位量化DRFM干擾信號(hào)的頻譜特性。針對(duì)PD雷達(dá)模型的信號(hào)處理過程對(duì)DRFM干擾效果進(jìn)行了分析，對(duì)研究DRFM的干擾效果以及雷達(dá)的抗DRFM干擾都具有重要意義。

1 DRFM的量化方式

數(shù)字儲(chǔ)頻技術(shù)總體上可以分為幅度量化方式和相位量化方式兩種體制。幅度量化DRFM存儲(chǔ)信號(hào)時(shí)保存了信號(hào)的幅、相信息，使重構(gòu)信號(hào)有很高的保真度。但由于自身系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)復(fù)雜，所以難以實(shí)現(xiàn)單片集成DRFM系統(tǒng)。相位量化DRFM雖然僅僅保存了信號(hào)的相位信息，但不影響對(duì)脈沖雷達(dá)的干擾，而且相位量化DRFM的關(guān)鍵器件A/D變換器和D/A變換器易于集成，因此相較幅度量化，相位量化DRFM得到了廣泛應(yīng)用。

相位量化DRFM最主要的量化方式是正交信號(hào)比較法，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。其基本原理是基于任意相移的信號(hào)都可以通過原信號(hào)的正交信號(hào)變換而產(chǎn)生。輸入射頻信號(hào)經(jīng)正交下變頻后形成I、Q兩路正交信號(hào)。這兩路正交信號(hào)再經(jīng)相位量化器進(jìn)行處理形成四路相位相差45°的方波信號(hào)，如圖2所示。

圖1 正交信號(hào)比較法相位量化

圖2 移相方波信號(hào)

它們分別表示為

相位量化器產(chǎn)生的4路方波相當(dāng)于4位的數(shù)字信號(hào)，而用4位數(shù)字信號(hào)表示8個(gè)相位區(qū)間會(huì)有1位的冗余，因此只需要經(jīng)編碼器進(jìn)行重新編碼后產(chǎn)生3位的相位碼即可。信號(hào)的重構(gòu)過程與存儲(chǔ)過程相反。當(dāng)需要重構(gòu)信號(hào)時(shí)，將存儲(chǔ)器中存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)讀出，經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換器(PISO)恢復(fù)串行數(shù)據(jù)，重構(gòu)I、I+Q、Q、Q-I四路方波。加權(quán)相加網(wǎng)絡(luò)對(duì)重構(gòu)的方波進(jìn)行加權(quán)相加，產(chǎn)生兩路階梯式正交模擬信號(hào)，然后經(jīng)正交上變頻后相加即可得到輸出信號(hào)。

加權(quán)相加網(wǎng)絡(luò)可以很好地還原出輸入信號(hào)的外包絡(luò)，因此，加權(quán)值的確定，直接影響了產(chǎn)生干擾信號(hào)的特性，為了便于實(shí)現(xiàn)，我們利用等均值離散的方法，將時(shí)域信號(hào)進(jìn)行模擬等分，利用合成信號(hào)來反推各路方波的權(quán)值。因此可以通過計(jì)算得出當(dāng)DRFM為3 bit相位量化時(shí)，其權(quán)值分別為a1=2-2cos(π/4)，a2=2cos(π/4)，a3=2cos(π/4)，a4=2-2cos(π/4)。

這樣，我們就可以得到3 bit相位量化DRFM時(shí)域波形表達(dá)式:

DRFM時(shí)域波形圖如圖3所示。

圖3 DRFM時(shí)域波形圖

2 DRFM干擾信號(hào)頻譜特性

由于DRFM干擾信號(hào)由相位量化產(chǎn)生，因此不可避免地產(chǎn)生寄生信號(hào)。寄生信號(hào)中影響最大的是諧波性寄生信號(hào)[7]，一方面，它降低了干擾機(jī)的有效輻射功率;另一方面，它可能成為雷達(dá)發(fā)現(xiàn)和檢測(cè)目標(biāo)的信標(biāo)。由3 bit相位量化輸出信號(hào)的波形可以看出f(t)的直流分量為0，周期為T，且為偶函數(shù)，則可以將f(t)展開成以下形式:

式中，

稱為f(t)的傅里葉級(jí)數(shù)的系數(shù)。為了便于分析，可以把式(2)改寫成:

由于f(t)是偶函數(shù)，并且f(t)是奇諧函數(shù)，對(duì)式(3)括號(hào)中的第二個(gè)積分項(xiàng)進(jìn)行變換，可得

整理后可得

將輸出波形中的各參數(shù)代入式(5)，即可得

當(dāng)量化的比特?cái)?shù)為m時(shí)，輸出信號(hào)的傅里葉級(jí)數(shù)為

式中，

當(dāng)m≥3時(shí)，對(duì)上式求和，式中的2m-3項(xiàng)(即為中間項(xiàng))單獨(dú)列出，并把第1項(xiàng)與第2m-2-l項(xiàng)合并，經(jīng)整理后可得

利用三角公式可將x n項(xiàng)化簡(jiǎn)為

式中，k=n-sin(nπ/2)。

當(dāng)m≥4時(shí)，采用與上面相似的方法，可以把上面的式(10)進(jìn)一步化簡(jiǎn)成:

通過上式可以看出，x n是由cos(kπ/4)，cos(kπ/8)，cos(kπ/16)… 疊加而形成的，可以將x n進(jìn)一步簡(jiǎn)化成:

式中，n=1，2m±1，2?2m±1，3?2m±1…

將上式回帶到通式a n中可得

式中，n=1，2m±1，2?2m±1，3?2m±1…

此時(shí)得到的a n即為輸出信號(hào)的傅里葉級(jí)數(shù)化簡(jiǎn)后的表達(dá)式。1次諧波為信號(hào)的固有頻率，而高次諧波是寄生信號(hào)。若令A(yù) n=[a n/a1]表示相對(duì)基波信號(hào)的寄生信號(hào)幅度，則可得到

式中，m為量化位數(shù)，m≥2。若以d B為單位，則表示為

式中，n=1，2m±1，2?2m±1，3?2m±1…

3 仿真與分析

(1)信號(hào)頻譜特性

對(duì)方波加權(quán)相加法產(chǎn)生的信號(hào)進(jìn)行快速傅里葉變換后得到信號(hào)的頻譜。假設(shè)量化比特?cái)?shù)m=3，周期T=1，采樣頻率Fs=1000;根據(jù)前面的分析可知，3 bit相位量化輸出信號(hào)的頻譜將在n·2m處產(chǎn)生寄生信號(hào)，即F=7，9，15，17，23，25，31…處。從圖4由生成的頻譜可以看出，階梯信號(hào)的自身頻率為F=1，是能量最高的信號(hào)。并且在F=7，9，15，17，23，25… 諧波處產(chǎn)生寄生信號(hào)。與計(jì)算得出的n·2m±1相同。

圖4 3 bit相位量化信號(hào)頻譜圖

(2)DRFM干擾信號(hào)對(duì)PD雷達(dá)干擾效果分析

PD雷達(dá)的仿真系統(tǒng)主要有正交雙通道處理、旁瓣對(duì)消、脈沖壓縮(匹配濾波)、動(dòng)目標(biāo)顯示(MTI)、動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)(MTD)和恒虛警處理(CFAR)等關(guān)鍵技術(shù)，我們以此來分析DRFM的干擾效果。假設(shè)雷達(dá)主要工作參數(shù)如下:τ=5μs，PRI=20 k Hz，SNR=15 d B，雷達(dá)中頻為1 M Hz，目標(biāo)相距雷達(dá)R=13 km，假設(shè)DRFM以最小時(shí)間延遲轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)，雷達(dá)信號(hào)和干擾信號(hào)時(shí)域圖分別如圖5和圖6所示，頻譜圖如圖7所示。比較圖5和圖6可以看出，DFRM量化產(chǎn)生的干擾信號(hào)在波形上與雷達(dá)脈沖信號(hào)十分相似，唯一的差別就是雷達(dá)回波和干擾信號(hào)的能量大小可能有所不同，對(duì)PD雷達(dá)而言，從時(shí)域上無法區(qū)別干擾信號(hào)和回波信號(hào)。從圖7可以看出，產(chǎn)生的干擾信號(hào)中頻頻率與雷達(dá)信號(hào)的中頻頻率都為1 MHz，但干擾信號(hào)在7 MHz和9 MHz的位置出現(xiàn)了明顯的諧波，這與前面的分析是一致的，而這也對(duì)未來雷達(dá)從頻域來識(shí)別干擾信號(hào)提供了機(jī)會(huì)。

我們對(duì)PD雷達(dá)分別進(jìn)行距離欺騙干擾和速度欺騙干擾，干擾效果分別如圖8～10所示。假設(shè)目標(biāo)相距雷達(dá)R=13 km，假目標(biāo)位于11.5 km處，SJR=0 dB，從圖8時(shí)域波形來看，雷達(dá)可以清晰地對(duì)假目標(biāo)進(jìn)行檢測(cè)和分析，其中虛脈沖為假目標(biāo)所在的位置，實(shí)脈沖是真實(shí)目標(biāo)的位置。我們知道，PD雷達(dá)主要檢測(cè)目標(biāo)的多普勒頻移實(shí)現(xiàn)對(duì)速度的測(cè)量，假設(shè)移動(dòng)目標(biāo)的速度為210 m/s，假目標(biāo)速度為300 m/s，PD雷達(dá)進(jìn)行16次相干積累，雷達(dá)工作時(shí)PRI=32 k Hz。圖9給出了MTI處理后的圖像，從圖9可以看出，由于假目標(biāo)也具備了速度信息，在進(jìn)行MTI處理之后，真目標(biāo)和假目標(biāo)被同時(shí)檢測(cè)出來，雷達(dá)無法區(qū)分真假目標(biāo)。在進(jìn)行MTD處理后，圖10中在第7、10號(hào)濾波器的位置出現(xiàn)了較強(qiáng)的峰值，將其換算成速度，則v1=210 m/s，v2=300 m/s，分別與真假目標(biāo)的速度一致，也就是說，PD雷達(dá)進(jìn)行MTD處理以后，成功地檢測(cè)處理兩個(gè)動(dòng)目標(biāo)的速度，而作為干擾方來說，此時(shí)速度欺騙干擾達(dá)到了干擾的目地。

圖5 雷達(dá)信號(hào)時(shí)域波形圖

圖6 DRFM干擾信號(hào)時(shí)域波形圖

圖7 干擾信號(hào)和雷達(dá)信號(hào)頻譜分布圖

圖8 距離欺騙干擾示意圖

圖9 MTI處理后信號(hào)圖

圖10 速度欺騙干擾示意圖

4 結(jié)束語

DRFM技術(shù)通過生成干擾信號(hào)與被干擾雷達(dá)信號(hào)波形匹配達(dá)到干擾目的，本文主要對(duì)基于加權(quán)網(wǎng)絡(luò)的3 bit相位量化DRFM干擾信號(hào)特性進(jìn)行了分析，給出了加權(quán)網(wǎng)絡(luò)的加權(quán)值，利用仿真分析了3 bit相位量化DRFM干擾信號(hào)的頻譜特性。對(duì)PD雷達(dá)模型的DRFM干擾效果進(jìn)行了分析，對(duì)研究DRFM的干擾效果以及雷達(dá)的抗DRFM干擾都具有重要意義。

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