徐衛(wèi)林，吳 迪，覃玉良，韋保林，段吉海

(桂林電子科技大學(xué) 信息與通信學(xué)院，廣西 桂林541004)

1 引 言

人體穿戴式健康監(jiān)護與遙測系統(tǒng)是未來醫(yī)療領(lǐng)域發(fā)展的重要趨勢之一，這種穿戴式系統(tǒng)需要滿足便攜化、遠(yuǎn)程化和實時性的要求。超寬帶(UWB)具有傳輸速率高、消耗電能小、不需要復(fù)雜的射頻轉(zhuǎn)換電路和調(diào)制電路、抗干擾能力強和保密性能好等突出特點［1］。利用UWB 的優(yōu)勢通過信道建模與系統(tǒng)設(shè)計，建立一種新的可穿戴式無線體域網(wǎng)(WBAN)用UWB 通信體制，并將系統(tǒng)集成到芯片中才能更好地滿足穿戴式系統(tǒng)的需要。體域網(wǎng)信道模型及其BER 特性的分析和研究對收發(fā)信機的設(shè)計具有十分重要的指導(dǎo)性意義［1－3］。

目前關(guān)于人體信道的特性分析主要集中在路徑損耗上［4］，因為它是影響UWB 收發(fā)信機靈敏度的關(guān)鍵因素之一，但是在設(shè)計收發(fā)信機系統(tǒng)時，降低BER、減少電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度和滿足低功耗的要求是相輔相成的。文獻［5］采用4 個分支的部分RAKE(PRAKE)接收機來進行BER 的評估，但并沒有和同分支數(shù)的選擇性RAKE(SRAKE)接收機的BER 進行性能對比，同時也沒有考慮在進行重復(fù)編碼的情況下軟判決和硬判決對BER 的影響。文獻［6］通過研究接收機在人體表面位置的變化對接收信號的影響，分析了收發(fā)天線角度的變化造成的不同路徑損耗，但是并未考慮天線角度的變化對BER造成的影響。本文綜合考慮了接收機的架構(gòu)、分支數(shù)、收發(fā)天線的角度和接收機的判決方式等，通過MATLAB 仿真人體信道的沖激響應(yīng)，確定如何合理地選用相干接收機結(jié)構(gòu)［7］，以利用多徑信道的時間分集提高判決過程的性能，以降低BER。文中利用CLEAN 算法進行UWB 信道傳播分析，通過去卷積的方法得到人體信道的沖激響應(yīng)，從三個方面展開:體表－體表(CM3)環(huán)境下［8］不同的RAKE 接收機結(jié)構(gòu)對BER 的影響;體表－體外(CM4)環(huán)境下［8］收發(fā)天線角度對BER 的影響;重復(fù)編碼［9］時采用軟判決和硬判決方式對BER 性能的影響。

2 RAKE 接收機結(jié)構(gòu)與BER

UWB 無線通信采用占空比很低的極窄脈沖進行短距離通信，穿戴式WBAN 的一個顯著特點是發(fā)射機和接收機之間存在多條傳播路徑，發(fā)射信號在經(jīng)過人體傳播之后會產(chǎn)生多個經(jīng)過時延和衰減的信號。因此，無線信道的沖激響應(yīng)和多徑數(shù)量、多徑增益的大小、多徑的到達時間和相位緊密相關(guān)。利用CLEAN 算法可獲取人體信道沖激響應(yīng)，其表達式如式(1)所示:

式中，al、tl、φl分別對應(yīng)著多徑增益系數(shù)、第l 徑相對于第1 徑的到達時間和第l 徑的相位，L 是多徑數(shù)目，δ 代表狄拉克函數(shù)。多徑增益系數(shù)al如式(2)所示［9］:

其中，Γ 為指數(shù)衰減因子，γ0為RICIAN 系數(shù)，S 為服從標(biāo)準(zhǔn)差σs的對數(shù)正態(tài)分布。tl服從到達率為λ 的泊松分布，如式(3)所示:

對CM3 可以通過多次試驗測量統(tǒng)計平均值，并不區(qū)分是視距(Line of Sight，LOS)還是非視距(Non Line of Sight，NLOS)傳播［6］。由遞減噪聲功率值(對應(yīng)ERX/NO =［0 3 6 9］，其中ERX 為一個單脈沖的接收能量，NO 為產(chǎn)生噪聲電平的高斯隨機變量的方差)產(chǎn)生接收機的4 個不同的高斯噪聲信號，將發(fā)射信號和離散時間信道沖激響應(yīng)卷積，然后疊加高斯噪聲得到接收機輸入信號［7］。

仿真RAKE 接收機時，將不同的多徑分量首先經(jīng)過加權(quán)，然后再進行疊加(即MRC 方式)，其權(quán)重按照使判決過程中信噪比(SNR)最大的原則確定。接收機接收的信號經(jīng)過相關(guān)和判決過程即可得到接收信號的BER。考慮5 種典型的情況:處理所有多徑分量的理想RAKE(ARAKE)，S =5 的SRAKE－5，S=2 的SRAKE－2，L =5 的PRAKE－5 和L =2的PRAKE－2。對TH－PPM UWB 信號的發(fā)射和接收的分析流程如圖1所示。

圖1 TH－PPM UWB 信號流程圖Fig.1 Flowchart of TH－PPM UWB signal

其中，TL是觀測時間，NR是RAKE 接收機分支數(shù)目，wj是第j 個分量的加權(quán)系數(shù)，m(t)是傳輸符號的相關(guān)掩膜，τj是第j 個分支的多徑時延。

根據(jù)表1的CM3 信道沖激響應(yīng)的基本參數(shù)值［9］(在辦公室中，人體處于靜態(tài)時30 次測量的平均值進行理論計算，由于參數(shù)來源于真實場景測量數(shù)據(jù)計算的平均值，能較好地模擬真實場景，下同)，仿真CM3 環(huán)境下人體信道的沖激響應(yīng)、等價的離散時間信道沖激響應(yīng)、功率延遲分布(PDP)以及不同結(jié)構(gòu)的RAKE 接收機的BER，其仿真結(jié)果分別如圖2～5所示。

表1 CM3 信道沖激響應(yīng)的參數(shù)值Table 1 Parameters of impulse response of body channel of CM3

圖2 連續(xù)時間信道沖激響應(yīng)Fig.2 Impulse response of body channel in continuous time

圖3 離散時間信道沖激響應(yīng)Fig.3 Impulse response of body channel in discrete time

圖4 信道沖激響應(yīng)的PDPFig.4 PDP of impulse response of body channel

圖5 BER 與ERX/NO 的關(guān)系曲線Fig.5 BER performance for different ERX/NO

根據(jù)圖2和圖3，依據(jù)式(7)可以獲得UWB 信道的τrms［9］，它是接收端判斷ISI 存在與否的最基本的參數(shù)，如果兩個脈沖的時間間隔小于τrms，系統(tǒng)就會產(chǎn)生BER 和引起ISI。

圖4的信道沖激響應(yīng)PDP 反映了95%以上的信號能量集中在前40 個多徑分量中，因此在仿真時，通過設(shè)定平均多徑數(shù)目Pt =40，以控制信道沖激響應(yīng)的產(chǎn)生。圖5比較了理想RAKE 接收機、SRAKE 接收機和PRAKE 接收機等5 個RAKE 接收機的性能，噪聲電平根據(jù)給定的ERX/NO 值確定。帶菱形的虛線曲線對應(yīng)的是SNR 最大的兩個分支的SRAKE，帶六角星的深色曲線對應(yīng)的是SNR 最大的兩個分支的SRAKE。顯然，可以發(fā)現(xiàn)當(dāng)ERX/NO=3 dB時，PARKE 接收機的BER 損失要比SRAKE 接收機高3 dB。

總體來說，包含全部分支的ARAKE 接收機由于復(fù)雜度很大，現(xiàn)實系統(tǒng)的設(shè)計中一般不予采用。PRAKE 接收機與SRAKE 接收機相比，在處理相同分支數(shù)時，PRAKE 接收機的BER 性能損失更大，但其信道估值和信道跟蹤的復(fù)雜性比較低，而且PRAKE 接收機的電路復(fù)雜性也較低。在實際設(shè)計中選擇接收方案時，可以采用能處理更多分支的PRAKE 接收機來代替SRAKE 接收機，雖然PRAKE接收機的分支較多但是電路結(jié)構(gòu)較為簡單。例如用PRAKE－5 接收機來代替SRAKE－2 接收機。相反，如果對RAKE 接收機的分支數(shù)有明確限制，可以選用SRAKE 接收機來獲得更高的BER 性能，如圖5所示，可以用SRAKE－5 接收機來代替PRAKE－5 接收機，但相應(yīng)的信道估值和信道跟蹤以及接收機的復(fù)雜性也會相應(yīng)提高。

3 收發(fā)天線角度與BER

CM4 即體表－體外信道，典型環(huán)境如醫(yī)生的監(jiān)控通信裝置置于墻邊，病人的穿戴式UWB 通信設(shè)備置于人體體表，其信道基本參數(shù)可以通過多次試驗進行統(tǒng)計測量，并不區(qū)分是視距(LOS)還是非視距(NLOS)傳播。CM4 環(huán)境下信道沖激響應(yīng)的多徑增益αl和CM3 有所不同，需要對式(2)進行修正［9］，得到式(8):

根據(jù)表2的CM4 環(huán)境下不同收發(fā)天線角度對應(yīng)的基本參數(shù)值［2］(在辦公室中，人體處于靜態(tài)時30 次測量的平均值進行理論計算，由于參數(shù)來源于真實場景測量數(shù)據(jù)計算的平均值，能較好地模擬真實場景)，通過MATLAB 仿真可以獲得不同收發(fā)天線角度下的BER 性能，如圖6和圖7所示。

表2 CM4 環(huán)境下不同天線角度對應(yīng)的參數(shù)Table 2 Channel parameters for different angles of antennas

圖6 接收與發(fā)射天線角度為0°Fig.6 BER performance at 0°

圖7 接收與發(fā)射天線角度為90°Fig.7 BER performance at 90°

圖6和圖7中，CM4 環(huán)境下不同結(jié)構(gòu)不同分支數(shù)的RAKE 接收機的性能與CM3 環(huán)境下的不同結(jié)構(gòu)不同分支數(shù)的RAKE 接收機的性能變化趨勢基本類似。同時，可以看到收發(fā)天線角度在90°時得到的BER 在ERX/NO 為3 dB 和6 dB 時有不同程度的上升趨勢，這說明接收天線位于人體的側(cè)面時，由于胳膊和手腕等反射作用，會造成大量的多徑分量，此時相當(dāng)于τrms增大，大于脈沖平均周期，出現(xiàn)碼間干擾，導(dǎo)致BER 上升。當(dāng)收發(fā)天線角度在0°時，BER 的上升趨勢并不明顯。仿真結(jié)果給穿戴式UWB 通信中收發(fā)信機如何相對放置提供了理論依據(jù)，顯然，在實際應(yīng)用中，應(yīng)當(dāng)盡量避免收發(fā)天線垂直。

4 重復(fù)編碼時采用軟判決和硬判決對BER的影響

為了進一步降低BER，UWB 發(fā)射機可以采用重復(fù)編碼。而在接收機進行判決時，采用軟判決還是硬判決將影響其BER 性能。軟判決的BER 如式(9)所示［7］，硬判決的BER 如式(10)所示［10］:

在加性高斯白噪聲(AWGN)信道情況下，對于大多數(shù)編碼方案，軟判決一般要優(yōu)于硬判決，這是因為對于一般的單比特判決而言，軟硬判決的不同在物理實現(xiàn)上表現(xiàn)為其對信號量化所采用的比特位數(shù)。硬判決對信號量化的比特數(shù)為1 位，其判決結(jié)果非“0”即“1”，沒有回旋余地。軟判決則采用多個比特對信號進行量化，一個比特為猜測信息，額外的比特提供該猜測的可信度信息。

仿真在CM3 環(huán)境下采用發(fā)射數(shù)據(jù)數(shù)Numbit =700，比特重復(fù)次數(shù)Ns =2，選擇S =5 的SRAKE 來對比收發(fā)天線不同角度時的軟、硬判決對應(yīng)的BER，得到的結(jié)果如圖8和圖9所示。

圖8 收發(fā)天線角度為0°時的軟硬判決對比Fig.8 BER comparison between hard and soft decision when angle of antenna is 0°

圖9 收發(fā)天線角度為90°時的軟硬判決對比Fig.11 BER comparison between hard and soft decision when angle of antenna is 90°

仿真結(jié)果表明軟判決優(yōu)于硬判決，當(dāng)收發(fā)信機天線角度為0°，在ERX/NO=3 dB時，由于胳膊和手腕等反射作用較小，噪聲可以看作是AWGN，平均干擾功率小，軟判決明顯優(yōu)于硬判決0.2～0.4 dB;而在90°時，由于胳膊和手腕等反射作用增強，在非高斯噪聲情況下，干擾功率變化大，BER 上升，軟判決優(yōu)于硬判決0.1 dB 左右，區(qū)別不大。

5 結(jié) 論

本文研究了基于CLEAN 算法的人體信道建模方法，發(fā)現(xiàn)已有研究集中在對收發(fā)機的信道路徑損耗上，而對影響B(tài)ER 的因素分析不足，導(dǎo)致進行全定制通信芯片設(shè)計時架構(gòu)復(fù)雜，性能不佳。由此展開對CM3、CM4 兩種穿戴式體域網(wǎng)環(huán)境下RAKE 接收機的結(jié)構(gòu)、收發(fā)天線的角度和接收信號的判決方式等對BER 的影響的分析，并通過仿真驗證得到量化評估結(jié)果;指出了同分支數(shù)的PRAKE 接收機和SRAKE 接收機，收發(fā)天線角度為0°和90°以及采用軟硬判決造成的BER 的區(qū)別，從而為收發(fā)信機集成電路設(shè)計提供重要的理論依據(jù)，在具體設(shè)計中可綜合考慮應(yīng)用的要求、信道環(huán)境和實現(xiàn)的難易程度來進行選擇。本文只是對人體處于靜態(tài)時進行了建模及誤碼率特性分析研究，至于人體處于運動狀態(tài)時的沖激響應(yīng)、信道特性則有待將來采用改進模型進行更深入的研究。

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