包西平

（徐州工業(yè)職業(yè)技術學院機電工程技術學院，江蘇徐州 221140）

基于DSP的提升機雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的設計與研究

包西平

（徐州工業(yè)職業(yè)技術學院機電工程技術學院，江蘇徐州 221140）

針對中小功率交流礦井提升機電控系統(tǒng)的現(xiàn)狀，提出了基于DSP的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)。對系統(tǒng)硬件及軟件設計進行了較詳盡的闡述，設計了主要的硬件電路及部分核心軟件流程圖。最后對PWM整流器及逆變器進行了仿真研究，結果證明了該方案的有效性。

交流提升機；雙PWM；PWM整流器；SVPWM；DSP

0 引言

目前，在我國礦井中使用的中小功率礦井提升機，采用異步電動機轉(zhuǎn)子串電阻調(diào)速交流拖動方式的約占70%。在提升機的工作中，會有大量電能消耗在轉(zhuǎn)子附加電阻上，使系統(tǒng)運行的經(jīng)濟性變差，造成嚴重的能量浪費。

如何實現(xiàn)提升機在運行過程中的節(jié)能降耗、提高效率呢？變頻調(diào)速技術是提升機電控系統(tǒng)的控制性能得以改善的途徑。而現(xiàn)在提升機電控系統(tǒng)中使用的大都為電壓型交一直一交通用變頻器，整流部分為不可控整流，能量不能實現(xiàn)雙向傳輸，當提升電動機減速運行、爬行時，電動機處于再生發(fā)電制動狀態(tài)，再生的電能將通過逆變電路的反并聯(lián)二極管輸送到直流側(cè)的濾波電容上，從而產(chǎn)生泵升電壓。過高的泵升電壓可能損壞像IGBT等耐壓值低的開關器件、濾波電容，甚至會擊穿電動機絕緣，從而使電控系統(tǒng)的安全受到威脅。

本文提出的基于DSP的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)方案能很好的解決處于發(fā)電狀態(tài)的提升電動機的能量回饋問題。本文設計了雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的主要硬件電路及核心軟件流程圖，并且通過仿真試驗驗證了PWM整流器具有動態(tài)響應速度快、輸出直流電壓穩(wěn)定性高、功率因數(shù)高等優(yōu)點；對矢量控制的PWM逆變器進行仿真研究，仿真結果表明系統(tǒng)具有啟動性能好、穩(wěn)態(tài)性能好和抗干擾能力強等優(yōu)點。

1 雙PWM主電路的結構及原理

在雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)中，整流部分和逆變部分均采用PWM技術，可實現(xiàn)提升電動機再生能量回饋電網(wǎng)，實現(xiàn)電源和電動機間的能量雙向流動，實現(xiàn)提升電機的四象限運行[1]。此主電路非常適合提升機的控制，使提升機電動機在起動、加速、等速、減速、爬行等環(huán)節(jié)均能實現(xiàn)自動運行。另外在罐籠或箕斗下放電動機反轉(zhuǎn)時，能實現(xiàn)電機四象限運行，實現(xiàn)再生能量向電網(wǎng)回饋，實現(xiàn)整個系統(tǒng)的節(jié)能降耗。雙PWM主電路拓撲結構如圖1所示。

圖1 雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)主電路拓撲

在雙PWM交流變頻調(diào)速系統(tǒng)中，整流與逆變部分均采用PWM技術。電壓空間矢量PWM (SVPWM)控制策略是依據(jù)空間電壓矢量切換來控制變流器的一種新型控制策略[3]。與一般的SPWM相比較，提高了整流器的功率因數(shù)，提升機電動機的動態(tài)響應性能和逆變部分輸出交流電的性能，從而減小了提升機電動機的轉(zhuǎn)矩脈動等。另外，空間矢量切換易于實現(xiàn)數(shù)字化。

2 雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的硬件設計

2.1 雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)總體設計

以 TI公 司 的TMS320F2812型DSP為控制核心構建雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)，其框圖如圖2所示。

系統(tǒng)的主電路包括交流側(cè)電感、直流側(cè)電容、整流橋、逆變橋及交流電動機等部分。本文將從系統(tǒng)的主電路、控制電路、采樣及同步電路、故障保護電路及電源電路分別對硬件進行分析設計，其中以PWM逆變器為設計重點。2.2系統(tǒng)主電路設計

本文設計的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)用于控制礦井提升機，設提升電動機參數(shù)為：電動機型號：Y3-200L1-2；接法：Y接；nN=2 970 r/min，UN=380 V，IN=55.4 A，PN= 130 kW，f=50 Hz。

圖2 基于DSP雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)總體框圖

2.2.1 功率開關器件選取

逆變開關器件的選擇與整流器的輸出電壓等級及輸出功率有關。輸出電壓在560 V左右的整流器，逆變開關器件可選IPM器件；輸出電壓在1 000 V左右的整流器，逆變開關器件可選IGBT器件；輸出電壓在4 000 V左右的整流器，逆變開關器件可選IGCT器件。本設計整流器輸出電壓為vdc=3Es=3×220=660 V，故選IGBT器件。

圖3 HCLP-316J構成IGBT驅(qū)動電路

IGBT正反向峰值電壓為

考慮2～3倍的安全系數(shù)，則IGBT的正反向峰值電壓應為

電網(wǎng)側(cè)電流的峰值為

圖4 串行通訊接口電路

考慮2～3倍的安全裕量，則IGBT的電流定額應為

考慮煤礦電源的實際狀況及市場供貨情況，根據(jù)IGBT器件手冊，本設計選取集電極－發(fā)射極電壓UCES=1 700 V，集電極通態(tài)電流IC=1 000 A的BMS1000GB170DLC型號的IGBT。

2.2.2 驅(qū)動電路設計

為解決IGBT的可靠驅(qū)動問題，惠普生產(chǎn)的HCLP-316J，有過流保護、欠壓保護和IGBT軟關斷的功能，且價格相對便宜，因此，本文將對其進行研究，并給出1 700 V，1 000 A IGBT的驅(qū)動和保護電路。HCLP-316J構成的IGBT驅(qū)動電路如圖3所示。

2.3 控制電路的設計

2.3.1 上位機與DSP通訊接口

本系統(tǒng)利用DSP的SCI接口實現(xiàn)與上位機通訊功能，串行通信模塊由MAX232D作為通訊轉(zhuǎn)換芯片構成。MAX232D內(nèi)具有兩對接受和發(fā)送器，因此只用一片就可以完成通訊電平轉(zhuǎn)換，接口電路如圖4所示。

2.3.2 電流檢測電路設計

選用霍爾電流傳感器，工作電壓為±12 V，輸入輸出比為1 000∶1。由于霍爾是弱電流信號輸出，因此需要先把霍爾電流信號轉(zhuǎn)化為電壓信號，再經(jīng)過濾波電路與放大電路處理，又由于霍爾輸出的是雙向電流信號，而TMS320F2812中的A/D轉(zhuǎn)換器輸入信號為0～+3.3 V電壓信號，因此需增加電平偏移電路。設計中先將霍爾傳感器輸出的電流信號通過電阻轉(zhuǎn)化為電壓信號，然后采用低通濾波電路濾除電流反饋中的噪音紋波，接著用+3.3 V基準電壓信號把正負電壓信號變換為單極性電壓信號以滿足F2812的需要。另外還設計了由二極管構成的限幅電路，為了防止輸出電壓出現(xiàn)過高或過低的波動。圖5是實現(xiàn)A相電流采集的電路原理圖。

圖5 電流采樣處理電路

圖6 電壓采樣處理電路

2.3.3 電壓檢測電路的設計

電壓檢測電路主要作用是用于PWM整流器電壓外環(huán)的電壓反饋。仍然使用LEM電壓傳感器實現(xiàn)直流側(cè)電壓的檢測。選擇萊姆((LEM)公司的型號為LV28-P的電壓傳感器，可用來測量直流、交流及脈沖電壓。LEM電壓傳感器的輸出，經(jīng)過第一級低通濾波，第二級比例放大環(huán)節(jié)把電壓信號再放大。為了避免出現(xiàn)電壓過高或過低情況，仍設計了二極管構成的限幅電路來進行限幅。最后由DSP的A/D轉(zhuǎn)換器編程二進制數(shù)據(jù)，讀入寄存器。電路如圖6所示。

2.3.4 電機轉(zhuǎn)速和位置檢側(cè)電路

本設計采用歐姆龍公司的型號為E6BZ-CWZ6C的旋轉(zhuǎn)編碼器，它有三路輸出，分別為A、B、Z三相；其中A與B用于測速，A、B相的相位差為90度，每轉(zhuǎn)一圈有1 500個脈沖輸出；Z相為每轉(zhuǎn)一圈有一個脈沖輸出，主要用于伺服控制系統(tǒng)中的定位。如圖7所示，旋轉(zhuǎn)編碼器的A相輸出先經(jīng)過6N136高速光耦隔離后，然后再經(jīng)處理后接到TMS320F2812的QEP1引腳，同樣B相信號接到QEP2引腳。

2.3.5 提升機故障保護電路設計

當系統(tǒng)出現(xiàn)過流(OC)、過卷、過電壓和欠電壓、深度指示器失效、閘間隙過大、松繩等電控系統(tǒng)中任何一種故障時，必須把各種故障信號經(jīng)過邏輯處理后與DSP的PDPINT管腳相連，當PD?PINT收到低電平故障信號時，DSP將做出相應中斷處理，DSP發(fā)出信號立即封鎖PWM輸出及停止系統(tǒng)運行。整體系統(tǒng)保護電路框圖如圖8所示。

圖7 速度檢測電路

圖8 系統(tǒng)保護功能框圖

2.3.6 同步電路設計

PWM整流部分的控制中需得到與電網(wǎng)電壓同頻同相的三相交流電流指令信號作為同步信號，因此必須通過同步電路獲取電網(wǎng)電壓的頻率和相位。同步信號的獲得主要有過零檢測方法、鎖相環(huán)技術獲取及“虛擬轉(zhuǎn)子法”獲取三種方法，其中以過零檢測方法最為簡單，本文采用過零檢測方法來實現(xiàn)同步功能。電路設計如圖9所示。電壓傳感器CS10mA-P輸出的交流電流信號通過電阻轉(zhuǎn)換成與所測交流電壓同頻同相的交流電壓信號，經(jīng)過過零比較電路輸出脈沖信號，進入DSP TMS320F2812的捕獲(CAP)單元。通過脈沖信號上升沿的檢測，獲得相位同步信號，測量脈沖信號上升沿兩次的間隔時間，可獲得電網(wǎng)頻率。

圖9 同步電路

圖10 主程序流程圖

3 雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的軟件設計

3.1 總體軟件設計

軟件主要由兩部分構成：（1）上位機監(jiān)控與顯示程序；（2）下位機的系統(tǒng)運行控制程序。上位機主要功能是系統(tǒng)參數(shù)的設定，包括設定轉(zhuǎn)速給定值以及接收下位機上傳的當前速度信號；同時為電流電壓波形的實時顯示作好準備。下位機控制軟件包括主程序、三個中斷服務子程序。主程序主要負責DSP系統(tǒng)及各個變量的初始化、開串行中斷進行上位機參數(shù)設定以及轉(zhuǎn)速、頻率的實時顯示，流程圖如圖10所示。三個中斷服務子程序包括：通信中斷服務子程序、定時器T1下溢中斷服務子程序和故障顯示中斷服務子程序。

圖11 定時器T1下溢中斷服務子程序

圖12 部分數(shù)據(jù)通訊流程和recev()函數(shù)流程

定時器T1下溢中斷服務子程序主要內(nèi)容為：系統(tǒng)整流側(cè)包括：同步(過零檢測)、A/D采樣、坐標變換(3s/2s，2s/2r及其反變換)、PI調(diào)節(jié)和SVP?WM波形生成模塊等幾個子程序。逆變側(cè)包括：A/D采樣、坐標變換(3s/2s，2s/2r及其反變換)、速度PI計算及調(diào)節(jié)、轉(zhuǎn)子磁通及電流模型計算、勵磁和轉(zhuǎn)矩電流PI調(diào)節(jié)和矢量控制方式的SVP?WM波形生成模塊等幾個子程序。所有整流側(cè)和逆變側(cè)控制的實現(xiàn)均在進入定時器T1下溢中斷后完成。主要程序流程圖如圖11所示。

通信中斷服務子程序的主要任務就是：（1）接收來自PC機設定的電機參數(shù)和上位機給定轉(zhuǎn)速；（2）傳遞當前轉(zhuǎn)速信息給PC機。其程序流程圖如圖12所示。

故障顯示中斷服務子程序的主要任務就是：當提升控制系統(tǒng)出現(xiàn)各種故障時，DSP發(fā)出故障中斷信號，封鎖PWM信號，并且顯示“ERR”，以便于及時的保護系統(tǒng)，使損失減小到最低。程序流程圖如圖13所示。

3.2 SVPWM波形的實現(xiàn)

本設計的調(diào)制方式采用電壓空間矢量法(SVPWM)[4]，它的主要原理就是通過合理組合變流器的開關狀態(tài)，獲取實時的參考電壓Vref，將電壓空間矢量加到電機上時將產(chǎn)生幅值恒定、以恒速旋轉(zhuǎn)的定子磁鏈空間矢量，且定子磁鏈空間矢量頂點運動軌跡形成圓形的空間旋轉(zhuǎn)磁場。其軟件流程如圖14所示。

圖13 故障中斷服務子程序

圖14 SVPWM軟件流程圖

3.3 過零檢測

過零信號由TMS320F2812的CAP單元捕獲。其具體過程如下：當電網(wǎng)交流電壓信號經(jīng)過從負到正過零時，同步電路的輸出電平從低向高跳變，TMS320F2812中的CAP單元捕獲到過零脈沖上跳沿，引發(fā)過零中斷，進入過零中斷處理子程序。在子程序中，通過計數(shù)器得到兩次中斷間的計數(shù)值，算出電網(wǎng)頻率 fs(ω)。若電網(wǎng)頻率滿足：49.5＜fs＜50.5，則為有效的測量頻率，開始一個新的電網(wǎng)工頻周期；否則，認為故障，封鎖PWM脈沖，關斷IGBT。為了保證過零檢測和頻率測量不被干擾，需將CAP中斷設為高優(yōu)先級。在中斷置過零標志后，需清除CAP對應的時基計數(shù)器T3CNT。軟件流程圖如圖15所示。

圖15 過零檢測流程圖

圖16 矢量控制變頻調(diào)速仿真模型

4 提升機雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的仿真研究

本設計主要對逆變部分進行仿真研究，利用圖16矢量控制仿真模型進行仿真。選用的三相鼠籠式異步電動機參數(shù)為：電動機型號：Y3-200L1-2；接法：Y接；nN=2 970 r/min，UN=380 V，IN=55.4 A，PN=130 kW，Lir=0.8e-3 H，Lm=34.7e-3 H，f=50 Hz，J=1.622 kg·m2，Rs= 0.087 Ω，L1s=0.8e-3H，Rr’=0.228 Ω。仿真模型進行兩個方面的實驗：1）給定頻率變化時的對系統(tǒng)性能進行實驗測試；2）對負載變化時的系統(tǒng)性能進行實驗測試。實驗得到的測試波形包括定子線電壓及線電流波形；電動機的電磁轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速波形。

（1）在空載起動時給定速度ω=30 rad/s時的電壓、電流、轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩波形（仿真開始時間0，結束時間1.5 s），如圖17所示。

圖17 波形圖一

（2）在t=0.5 s，對應給定速度ω=25 rad/s跳變到ω＝125 rad/s；在t=2 s負載轉(zhuǎn)矩100 N·m突加150 N·m（仿真開始時間0，結束時間3 s），如圖18所示。

圖18 波形圖二

（3）在t=0.5 s，對應給定速度ω=30 rad/s跳變到ω＝125 rad/s；在t=2 s負載轉(zhuǎn)矩100 N·m突減50 N·m。（仿真開始時間0，結束時間3 s），如圖19所示。

以上仿真實驗結果表明：本文設計的變頻調(diào)速系統(tǒng)是成功的，利用矢量控制算法的可獲得優(yōu)良的系統(tǒng)動態(tài)特性和優(yōu)良的抗干擾特性；矢量控制方式的使用，實現(xiàn)了勵磁電流與轉(zhuǎn)矩電流的獨立控制，使系統(tǒng)具有了良好的起動性能、穩(wěn)態(tài)性能及抗干擾性能，其電流、轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩波形和直流電機的相應波形基本一致，系統(tǒng)完全可達到直流電動機的調(diào)速性能。

圖19 波形圖三

5 結論

針對目前在中小功率礦井提升機電控系統(tǒng)存在的能量浪費嚴重、諧波污染大等缺陷，本文提出了基于DSP的雙PWM變頻主控系統(tǒng)，設計了系統(tǒng)的主要硬件電路及和核心軟件流程圖。通過MATLAB仿真軟件對其進行了仿真實現(xiàn)，驗證了采用SVPWM控制方式的PWM整流器與PWM逆變器構成主電路的可行性與優(yōu)越性。

［1］張崇巍，張興.PW M整流器及其控制［M］.北京：機械工業(yè)出版社，2003.

［2］張忠賢.變頻調(diào)速能量回饋控制技術的研究研究［J］.工礦自動化，2007（2）：17-20.

［3］梁錦澤，曾岳南，張雪群，等.三相電壓型PWM整流器建模與仿真［J］.通信電源技術，2008，25（1）：26-31.

［4］周有為，劉和平.基于TMS320F2812的SVPWM的研究［J］.電氣傳動，2005（2）：43-46.

［5］包西平，吉智.新型中小功率礦井提升機雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的研究［J］.工礦自動化，2009（7）：43-47.

Design and Research of Dual-PWM Variable Frequency Speed Regulation System Based on DSP

BAO Xi-ping
（Xuzhou College of Industrial Technology，Institute of Mechanical and Electrical Engineering Technology，Xuzhou221140，China）

For the status of small and medium-sized mine hoist electrical control system， Dual-PWM variable frequency speed regulation system based on DSP are Derived.In this paper， the design of hardware and software are detailed described， the main hardware circuit and the part of the core software flow chart is designed.The research on PWM rectifier and inverter are simulated.The simulation results verified the validity of the proposed scheme.

AC hoist；Dual-PWM；PWM rectifier；SVPWM；DSP

TP29

：A

：1009－9492(2014)11－0097－08

10.3969/j.issn.1009-9492.2014.11.027

包西平，男，1972年生，山東蒙陰人，碩士，講師。研究領域：電機、電力電子及電力傳動技術。

(編輯：向 飛)

2014－04－11