王海明，胡劍生，王旭昊，李 嘉，楊新影

（許繼集團(tuán)有限公司 河南 許昌 461000）

旋轉(zhuǎn)變壓器簡(jiǎn)稱“旋變”,是自動(dòng)裝置中的一類精密控制微電機(jī)，主要用于伺服控制系統(tǒng)中。與光學(xué)編碼器相比，旋轉(zhuǎn)變壓器不僅具有更好的抗震動(dòng)、抗沖擊、抗?jié)穸茸兓约翱箿囟茸兓哪芰Γ瑫r(shí)還具有價(jià)格低廉，組裝簡(jiǎn)單，維修方便的特點(diǎn)[1]。目前旋轉(zhuǎn)變壓器已廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星、電動(dòng)汽車、機(jī)床、新能源發(fā)電、家電等各種惡劣工作環(huán)境中，取得了較好的應(yīng)用效果[2-3]。

文中通過分析旋變的工作原理，利用F28335控制芯片的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種接口電路，結(jié)合相應(yīng)的算法，實(shí)現(xiàn)接口電路的應(yīng)用。

1 旋轉(zhuǎn)變壓器工作原理

旋轉(zhuǎn)變壓器是一種輸出電壓隨轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)角變化的信號(hào)元件。當(dāng)勵(lì)磁繞組以一定頻率的交流電壓勵(lì)磁時(shí)，輸出繞組的電壓幅值與轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)角成正弦、余弦函數(shù)關(guān)系，或保持某一比例關(guān)系，或在一定轉(zhuǎn)角范圍內(nèi)與轉(zhuǎn)角成線性關(guān)系。旋轉(zhuǎn)變壓器的分類方法有很多，用于解算裝置中的旋轉(zhuǎn)變壓器有以下4種形式：

1)正余弦旋轉(zhuǎn)變壓器：其輸出電壓與轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)角的函數(shù)關(guān)系呈正弦或余弦函數(shù)關(guān)系。2)線性旋轉(zhuǎn)變壓器：其輸出電壓與轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)角呈線性函數(shù)關(guān)系。3)比例式旋轉(zhuǎn)變壓器：其輸出電壓與轉(zhuǎn)角呈比例關(guān)系。4)特殊函數(shù)旋轉(zhuǎn)變壓器：其輸出電壓與轉(zhuǎn)角呈某一給定的函數(shù)關(guān)系（如正割函數(shù)、倒數(shù)函數(shù)、彈道函數(shù)、圓函數(shù)以及對(duì)數(shù)函數(shù)等）。

圖1 BRX旋轉(zhuǎn)變壓器的原理示意圖Fig. 1 Schematic diagram of the BRX resolver

如圖1所示，此類旋變由一個(gè)旋轉(zhuǎn)的勵(lì)磁繞組、一對(duì)正交的定子繞組和一個(gè)輔助變壓器構(gòu)成。勵(lì)磁繞組隨著電機(jī)軸一起旋轉(zhuǎn)，勵(lì)磁信號(hào)通過輔助變壓器進(jìn)行施加，在正交的定子繞組上產(chǎn)生一組隨轉(zhuǎn)子角度變化的正余弦信號(hào)USIN和UCOS[4]。當(dāng)給轉(zhuǎn)子繞組施加一個(gè)勵(lì)磁信號(hào)，即 ER1-R2= E s i n ω t 時(shí)，假定定子、轉(zhuǎn)子繞組匝比為k：1，則兩相正交定組中將感應(yīng)如下信號(hào)：

式中 ：E—— 正弦波勵(lì)磁電壓幅值；ω——正弦波勵(lì)磁電壓角頻率；K——電壓比；θ——轉(zhuǎn)子角度。

由旋轉(zhuǎn)變壓器工作原理可知,在旋轉(zhuǎn)變壓器的原邊加上正弦激勵(lì)信號(hào),可在其副邊得到同相位的兩路幅值為空間正交的正弦信號(hào)。通過監(jiān)測(cè)它的幅值的變化,即可測(cè)出旋轉(zhuǎn)變壓器的轉(zhuǎn)子的空間角度的變化。

2 F28335芯片介紹及應(yīng)用算法

2.1 F28335芯片介紹

TMS320F28335 DSP是TI公司最新推出的一款TMS320C28X系列浮點(diǎn)DSP控制器[5]。其具有150 MHz的高速處理能力，具備32位浮點(diǎn)處理單元，6個(gè)DMA通道支持ADC、McBSP和EMIF，有多達(dá)18路的PWM輸出，其中有6路為TI特有的更高精度的PWM輸出(HRPWM)，12位16通道ADC，外部存儲(chǔ)擴(kuò)展接口、看門狗、三個(gè)定時(shí)器。與以往的定點(diǎn)DSP芯片相比，該器件的精度大大提高，另外，該DSP還具有成本低, 功耗小,性能高,外設(shè)集成度更高，數(shù)據(jù)以及程序存儲(chǔ)量更大,AD轉(zhuǎn)換更加精確和快速等特點(diǎn)。

由于TMS320F28335 DSP具有強(qiáng)大的集成功能，因此應(yīng)用設(shè)計(jì)中選用內(nèi)部的定時(shí)器產(chǎn)生8 kHz頻率的PWM波形，再結(jié)合外部的調(diào)理電路可以產(chǎn)生旋變激勵(lì)需求的正弦信號(hào)；選用高精度的ADC實(shí)現(xiàn)對(duì)旋轉(zhuǎn)變壓器輸出的正余弦波形的采集和存儲(chǔ)；選用32位浮點(diǎn)處理單元可以實(shí)現(xiàn)對(duì)旋轉(zhuǎn)變壓器幅值和角度的快速計(jì)算。

2.2 應(yīng)用算法

本設(shè)計(jì)選用TMS320F28335 DSP軟件編程算法實(shí)現(xiàn)對(duì)旋轉(zhuǎn)變壓器輸出的正余弦信號(hào)的解碼運(yùn)算，軟件解碼算法相對(duì)于RDC芯片具有成本低、抗環(huán)境能力強(qiáng)、采用數(shù)字濾波器消除速度帶來的滯后效應(yīng)等特點(diǎn)[6]。設(shè)計(jì)中選用的軟件解碼算法為角度跟蹤觀察器的解碼算法，具體實(shí)現(xiàn)原理如圖2所示。

圖2 角度跟蹤觀察器原理圖Fig. 2 Schematic diagram of the angle tracking observer

圖中θ是電機(jī)轉(zhuǎn)子的實(shí)際角度，φ是觀察器輸出的估算角度。經(jīng)過第一個(gè)加法器后的輸出結(jié)果為：

Finally, it is to be noted that in our work, Zn2TiO4 nanoparticles were prepared from the laboratory grade ZnO and TiO2 powders of extremely low cost ($10 for 500 g). Because of this, these nanoparticles can be a better choice for applications of visible photocatalytic dye decomposition.

在估算角度θ和實(shí)際角度φ偏差無限小的情況下，由極限運(yùn)算法則可以得出觀測(cè)誤差代替[7]。第一個(gè)比例增益和第一個(gè)積分器組成PI調(diào)節(jié)器對(duì)(θ-?)進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)節(jié)，第一個(gè)積分器的輸出就是當(dāng)前的速度。對(duì)當(dāng)前速度再次進(jìn)行積分并通過比例加減運(yùn)算可以得到一個(gè)作為反饋用的估算角度φ ，該角度的正弦余弦值可通過查表得到。在實(shí)際應(yīng)用中需要加入積分限幅環(huán)節(jié)，為防止積分累積造成估算角度φ超出2π ，需要對(duì) 進(jìn)行監(jiān)測(cè)，如超出2π范圍需要減去2π進(jìn)行調(diào)整。同時(shí)由式（1）和式（2）可以看出，如果在激勵(lì)信號(hào)的峰值點(diǎn)進(jìn)行采樣，計(jì)算會(huì)變得簡(jiǎn)單些。由上圖2可以看出，角度跟蹤觀察器的解碼算法實(shí)現(xiàn)起來并不復(fù)雜，只有簡(jiǎn)單的乘法和加法，這對(duì)于擁有32位浮點(diǎn)處理單元的DSP芯片 TMS320F28335來說，實(shí)現(xiàn)起來不會(huì)耗費(fèi)大量的時(shí)間和內(nèi)存空間占有率。

3 接口電路應(yīng)用設(shè)計(jì)

接口電路的設(shè)計(jì)主要包含旋轉(zhuǎn)變壓器、PWM產(chǎn)生部分、激勵(lì)調(diào)理電路、旋變輸出正余弦信號(hào)調(diào)理電路、正余弦信號(hào)采集部分，具體實(shí)現(xiàn)如圖3所示。

圖3 旋變接口電路原理圖Fig. 3 Schematic diagram of the interface circuit for magslip

3.1 PWM產(chǎn)生及正余弦采集部分

TMS320F28335內(nèi)部集成了3個(gè)定時(shí)器和12位16通道ADC功能，實(shí)現(xiàn)PWM和信息的采集就變得非常容易，設(shè)計(jì)應(yīng)用中選用Timer0定時(shí)器產(chǎn)生幅值為3.3 V、占空比為1:1的8 kHz頻率的PWM波形，其中占空比和頻率是可以調(diào)節(jié)改變的。正余弦信號(hào)的A/D采集選用內(nèi)部12位16通道ADC其中的兩路進(jìn)行采集實(shí)現(xiàn)。

3.2 激勵(lì)調(diào)理電路設(shè)計(jì)

激勵(lì)調(diào)理電路是用來給旋轉(zhuǎn)變壓器提供激勵(lì)輸入信號(hào),使旋轉(zhuǎn)變壓器在電機(jī)旋轉(zhuǎn)時(shí)能夠產(chǎn)生兩路交流信號(hào)。TMS320F28335已經(jīng)產(chǎn)生了幅值為3.3 V、8 kHz頻率的PWM方波信號(hào)，要將方波信號(hào)變?yōu)樾冃枰恼壹?lì)信號(hào)，激勵(lì)電路不僅要實(shí)現(xiàn)方波到正弦波的變化，而且輸出的正弦波的功率不能太小，否則激勵(lì)不能直接驅(qū)動(dòng)旋轉(zhuǎn)變壓器。因此，設(shè)計(jì)的激勵(lì)調(diào)理電路應(yīng)該是波形轉(zhuǎn)換、濾波和功率放大電路的組合。具體的實(shí)現(xiàn)思路如圖4所示。

圖4 激勵(lì)調(diào)理電路原理圖Fig. 4 Schematic diagram of the excitation regulating circuit

3.2.1 積分電路設(shè)計(jì)

將方波變?yōu)槿遣ǖ姆e分電路如圖5所示，由于實(shí)際的積分器電路的輸出電壓受工作電源的限制，不可能輸出無限高，因此，對(duì)積分器R1C1參數(shù)有限制，即R1C1不能太小，否者，會(huì)導(dǎo)致三角波被削頂，成為“平頂波”。由于輸入U(xiǎn) i為TMS320F28335產(chǎn)生成的占空比50%、幅值3.3 V、頻率為8 kHz的方波信號(hào)，而非對(duì)稱的 1.65 V方波信號(hào)，因此需要在OP13D的12端設(shè)計(jì)1.65 V的偏置電路。假設(shè)三角波的峰峰值為U2，根據(jù)電容的充電公式，可以計(jì)算R1C1的關(guān)系為：

由于運(yùn)放TL0841的供電為±15 V，考慮積分三角波被削頂問題，選擇U2為6.25 V，代入式（4） 可得R1C1=1.65×10-5。

圖5 積分電路原理圖Fig. 5 Integral circuit diagram

3.2.2 隔直、濾波電路設(shè)計(jì)

隔直電路實(shí)際也是高通電路，可以將偏置電壓濾除，使得三角波關(guān)于零電壓對(duì)稱。由于三角波的頻率為8 kHz，設(shè)計(jì)時(shí)選用的高通截至頻率為530 Hz，具體的設(shè)計(jì)原理圖如圖6所示。

圖6 隔直電路原理圖Fig. 6 The DC circuit diagram

將隔直后的三角波轉(zhuǎn)換為正弦波，選用的濾波電路為Sallen-Key[7]單位增益低通濾波器，具體設(shè)計(jì)原理如圖7所示。

圖7 單位增益二階有源低通濾波器原理圖Fig. 7 Schematic diagram of the unit gain two order active low-pass filter

假設(shè)圖7中R4=R，C5=C，R3=mR，C4=nC，可以得出可以證明，對(duì)于一定的n，當(dāng)(即m=1)，也即R3和R4阻值相等時(shí)，Q的值最大。當(dāng)m=1時(shí)，n=4Q2。實(shí)際電路中，電阻R選取太大，引入的熱噪聲增大；C只選擇太小，又容易受寄生電容的影響。設(shè)計(jì)中選擇C=1 nF，n=4.7，R=5.1 kΩ,可得品質(zhì)因數(shù) ，R3=R4=5.1 kΩ，C5=1 nF，

3.2.3 放大電路設(shè)計(jì)

放大電路設(shè)計(jì)采用推挽加比例電路來實(shí)現(xiàn)。電路外部供給電源用雙電源的原因是使電路靜態(tài)工作點(diǎn)調(diào)節(jié)零點(diǎn)電位[9]。如圖8所示，推挽電路所用的NPN型三極管Q2和PNP型三極管Q3特性對(duì)稱，在輸入正弦波的一個(gè)周期內(nèi)輪流每個(gè)導(dǎo)通半個(gè)周期,消除了交越失真。電阻R5、R7和OP13C構(gòu)成反向比例放大電路，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出波形峰峰值的放大。設(shè)計(jì)時(shí)將輸出波形峰峰值選定為8 V，經(jīng)過二階有源低通濾波器后V in的峰峰值為6.25，可以計(jì)算得出R7與R5的比例系數(shù)為1.28。FU1熔絲實(shí)現(xiàn)激勵(lì)輸出短路時(shí)對(duì)三極管的保護(hù)。TVS1為靜電保護(hù)管，可以避免因空氣放電或接觸放電造成的旋變激勵(lì)電路損壞。

圖8 推挽比例放大電路原理圖Fig. 8 Schematic diagram of the push-pull proportion amplifying circuit

3.3 正、余弦調(diào)理電路設(shè)計(jì)

從旋變輸出的正、余弦波形可能會(huì)夾雜著噪聲，同時(shí)正、余弦波形的幅值也有可能會(huì)超出TMS320F28335內(nèi)部A/D輸入信號(hào)的限定幅值3 V。因此，需要對(duì)旋變輸出的正、余弦波形進(jìn)行調(diào)理。由于正、余弦波形相似，設(shè)計(jì)中選擇對(duì)正弦波進(jìn)行設(shè)計(jì)分析，其調(diào)理電路如下圖9所示。L1為共模電感，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)差分輸入的正弦信號(hào)濾波，抑制共模干擾。C13用來消除正弦信號(hào)中的高頻干擾。為了實(shí)現(xiàn)對(duì)旋變輸出的正、余弦波形的采集，選擇添加1.5 V偏置電壓，應(yīng)用差分比例電路將正、余弦波形的幅值縮小為原來的0.412。結(jié)合A/D信號(hào)采集的范圍，可以計(jì)算輸入的電壓范圍為±3.64 V ，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)多摩川旋轉(zhuǎn)變壓器輸出峰-峰值約4 V左右正、余弦信號(hào)的采集。

4 接口電路仿真與實(shí)驗(yàn)分析

選用電子電路仿真軟件Multisim對(duì)激勵(lì)調(diào)理電路進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖10、11所示。圖10中U1為經(jīng)過積分電路后的三角波波形，U2為經(jīng)過隔直電路后的三角波波形；圖11中U3為經(jīng)過單位增益低通濾波電路后的正弦波形，U4為經(jīng)過推挽放大電路后的激勵(lì)波形。

通過圖10、11仿真波形可以看出，仿真波形符合電路設(shè)計(jì)，且輸出的旋轉(zhuǎn)變壓器激勵(lì)信號(hào)是平滑且幅值可調(diào)的正弦波。該激勵(lì)信號(hào)輸入到旋轉(zhuǎn)變壓器,旋轉(zhuǎn)變壓器可以輸出空間正交的與角度相關(guān)的正弦和余弦電壓波形,然后經(jīng)過調(diào)理電路輸入到TMS320F28335內(nèi)部進(jìn)行A/D信號(hào)采集，進(jìn)行解碼運(yùn)算。

將設(shè)計(jì)有此旋變接口電路的控制板連接電機(jī)旋變，測(cè)試旋轉(zhuǎn)變壓器轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角度為180°時(shí)，激勵(lì)和輸入至TMS320F28335的A/D管腳的正余弦波形，分別如圖12、13所示。

圖9 正弦調(diào)理電路原理圖Fig. 9 Schematic diagram of the sinusoidal modulation circuit

圖10 積分、隔直電路輸出波形Fig. 10 Output waveform of the integral and DC circuit

圖11 單位增益低通濾波、推挽放大電路輸出波形Fig. 11 Output waveform of the unit gain low-pass and push-pull amplifying circuit

圖12 電機(jī)旋變激勵(lì)波形Fig. 12 Motor resolver excitation waveform

從圖12、13可以看出測(cè)試波形平滑、周期穩(wěn)定、幅值和設(shè)計(jì)一致,是良好的激勵(lì)和輸出波形，為數(shù)據(jù)采集和解碼運(yùn)算提供了可靠的依據(jù)。

5 結(jié)束語(yǔ)

圖13 輸入至AD管腳的正余弦波形Fig. 13 Sine and cosine waveform input to the AD pin

文中分析了旋變工作原理，基于F28335設(shè)計(jì)了旋轉(zhuǎn)變壓器的接口電路。實(shí)驗(yàn)表明,當(dāng)旋轉(zhuǎn)變壓器在開、閉環(huán)的工作方式下運(yùn)行時(shí), 接口電路性能穩(wěn)定，能夠較準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)速度檢測(cè)的功能。目前，該接口電路已經(jīng)應(yīng)用于某交流伺服電機(jī)控制系統(tǒng)中，具有誤差小、實(shí)時(shí)性好、可靠性高、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn),能夠在惡劣、強(qiáng)電磁干擾環(huán)境中正常工作。

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