趙玉林，李鶴，隋濤

（1.東北農(nóng)業(yè)大學(xué)電氣與信息學(xué)院，哈爾濱 150030；2.黑龍江省饒河縣晨光熱電有限公司，黑龍江饒河 155700）

混合濾波器時(shí)延對(duì)諧波補(bǔ)償?shù)挠绊懠案倪M(jìn)措施

趙玉林1，李鶴1，隋濤2

（1.東北農(nóng)業(yè)大學(xué)電氣與信息學(xué)院，哈爾濱 150030；2.黑龍江省饒河縣晨光熱電有限公司，黑龍江饒河 155700）

有源濾波器具有動(dòng)態(tài)跟蹤補(bǔ)償、濾除任意次諧波特點(diǎn)，是治理諧波有效手段。但能否實(shí)時(shí)補(bǔ)償諧波，是有源濾波裝置的關(guān)鍵?，F(xiàn)有的有源濾波器通常忽略本身的延遲，影響諧波補(bǔ)償效果。文章在分析影響有源濾波器時(shí)延因素基礎(chǔ)上，經(jīng)過對(duì)現(xiàn)有時(shí)延補(bǔ)償方法對(duì)比分析，提出對(duì)現(xiàn)有諧波檢測(cè)算法改進(jìn)方法。改進(jìn)后的諧波檢測(cè)算法通過仿真驗(yàn)證，證明該方法具有計(jì)算簡(jiǎn)單，可補(bǔ)償因有源濾波器本身時(shí)延對(duì)電網(wǎng)諧波補(bǔ)償?shù)牟涣加绊憽?/p>

混合濾波器；時(shí)延影響分析；改進(jìn)型ip-iq算法；Matlab仿真

諧波是影響電能質(zhì)量的重要因素[1-2]，目前治理諧波采用無源濾波器PF（Power filter）和有源濾波器APF（Active power filter），其中PF成本低，但濾波效果一般、只能消除固定次諧波且易于系統(tǒng)產(chǎn)生諧振。而有源濾波器可自動(dòng)跟蹤補(bǔ)償變化諧波，但受開關(guān)器件容量限制。為減小有源濾波器容量，將有源與無源濾波器結(jié)合成混合濾波器HAPF（Hybrid active power filte）是當(dāng)前發(fā)展方向[3]。有源濾波器研究主要集中在拓?fù)浼案冗M(jìn)控制算法上，但對(duì)HAPF運(yùn)行時(shí)自身時(shí)延研究較少。當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行時(shí)，由于負(fù)載電流的變化，必然導(dǎo)致系統(tǒng)諧波變化，所以HAPF時(shí)延會(huì)使諧波補(bǔ)償效果下降。本文介紹一種HAPF時(shí)延的校正方法，并通過仿真對(duì)比驗(yàn)證其功能。

1 混合濾波器的原理及結(jié)構(gòu)

混合濾波器采用APF和PF相并聯(lián)的方式，如圖1所示。該結(jié)構(gòu)具有把無源濾波器補(bǔ)償容量大的特點(diǎn)和有源濾波器補(bǔ)償靈活的特點(diǎn)結(jié)合起來的優(yōu)點(diǎn)。PF為二階高通濾波器，為諧波電流提供低阻通道。APF部分主要由指令電流運(yùn)算電路、電流跟蹤控制電路、驅(qū)動(dòng)電路和APF主電路構(gòu)成。其基本工作原理是由電流互感器檢測(cè)系統(tǒng)的電流，并經(jīng)指令電流運(yùn)算電路計(jì)算得出補(bǔ)償電流的指令信號(hào)，發(fā)送給電流跟蹤控制電路，滯環(huán)比較得出PWM信號(hào)，通過驅(qū)動(dòng)電路放大，發(fā)送給主電路控制IGBT通斷，產(chǎn)生與諧波電流大小相等相位相反的諧波補(bǔ)償電流，使諧波污染得到改善。

圖1 混合濾波器結(jié)構(gòu)Fig.1 HAPF structure diagram

2 有源濾波器時(shí)延分析

有源濾波器在補(bǔ)償諧波過程中由數(shù)字信號(hào)處理器控制逆變器產(chǎn)生補(bǔ)償諧波，但數(shù)字化控制器在濾波的每一個(gè)環(huán)節(jié)均不可避免地帶來時(shí)延[4]。引入時(shí)延的環(huán)節(jié)包括電流互感器時(shí)延、A/D采樣的時(shí)延、基波電流iaf，ibf，icf計(jì)算的時(shí)延、逆變器的開關(guān)時(shí)延等。

由于電流互感器的材料與結(jié)構(gòu)原因，一次側(cè)與二次側(cè)電流的相位角度有一定誤差，一般不加誤差補(bǔ)償時(shí)相角誤差的平均值約為1°，對(duì)應(yīng)基波電流時(shí)延為:

DSP內(nèi)置A/D采樣模塊，如TI公司的TMS320F-2812芯片其理論最高轉(zhuǎn)換速率為80 ns（12.5MSPS），但由于啟動(dòng)頻率的影響，實(shí)際轉(zhuǎn)換速率為最高速的625分之1[5]，所以A/D環(huán)節(jié)的實(shí)際時(shí)延約為18μs。

數(shù)字信號(hào)處理階段引起的時(shí)延主要指DSP完成計(jì)算任務(wù)需要的時(shí)間，如2812芯片主頻率為150 MHz，時(shí)鐘周期為6.67 ns，每秒可執(zhí)行150 M條指令。計(jì)算諧波分量iah，ibh，ich的時(shí)間約10μs，通訊時(shí)間約為5μs。通常考慮到50 kVA容量下IGBT器件的開關(guān)損耗，一般開關(guān)頻率取10～14 kHz。如三菱公司的PM300CLA120 IGBT模塊，其最大導(dǎo)通時(shí)間為2.5μs，最大關(guān)斷時(shí)間為3.5μs，其使用手冊(cè)明確規(guī)定死區(qū)時(shí)間必須大于3.5μs，在實(shí)際使用中為保險(xiǎn)起見一般設(shè)為5μs，其時(shí)延約為11μs。從檢測(cè)到電流通過算法得出補(bǔ)償信號(hào)到發(fā)出PWM脈沖提供到驅(qū)動(dòng)，再加上IGBT發(fā)出補(bǔ)償電流，約需要140～170μs的時(shí)間，這樣使得有源濾波器達(dá)不到真正意義上的實(shí)施補(bǔ)償，雖然時(shí)延僅為工頻周期（20 ms）的0.85%，造成約3.06°的相位延遲角。但是這段時(shí)延對(duì)于7次（350 Hz）、15次（750 Hz）諧波相位延遲角分別為21.42°，45.9°。目前市場(chǎng)上進(jìn)口的有源濾波器最高補(bǔ)償次數(shù)可達(dá)到50次諧波。隨著補(bǔ)償次數(shù)的升高，時(shí)延引起的補(bǔ)償干擾將越來越大。

3 有源濾波器時(shí)延的校正

3.1 各種時(shí)延校正方法的比較

時(shí)延問題已經(jīng)引起學(xué)者關(guān)注，并提出各自的解決方法。文獻(xiàn)[6]采用FIR自適應(yīng)濾波器預(yù)測(cè)算法來預(yù)測(cè)輸出信號(hào)，該方法基于ARMA（p，q）預(yù)測(cè)和LMS算法優(yōu)化來實(shí)現(xiàn)，經(jīng)ARMA（p，q）預(yù)測(cè)得到的基波波形通過自適應(yīng)濾波器進(jìn)行處理，經(jīng)過可以接受的反應(yīng)時(shí)間后得到的波形作為實(shí)際基波波形，并參與補(bǔ)償電流的計(jì)算，以減少時(shí)延計(jì)算。但該方法算法復(fù)雜且計(jì)算量比較大。

文獻(xiàn)[7]在諧波檢測(cè)中采用數(shù)字和模擬混合控制技術(shù)及相移控制的補(bǔ)償策略。其電流跟蹤控制由模擬電路實(shí)現(xiàn)，并用下一采樣時(shí)刻的參考電流信號(hào)與當(dāng)前的反饋電流的差經(jīng)過調(diào)節(jié)器后作為電壓參考，從而實(shí)現(xiàn)無差控制。這種控制方法在利用模擬電路無延時(shí)特性的同時(shí)也兼有模擬電路的一些缺點(diǎn)，如無法靈活通過指令實(shí)時(shí)改變諧波補(bǔ)償比例等。

文獻(xiàn)[8]中提出在電流檢測(cè)環(huán)節(jié)對(duì)C矩陣求逆矩陣時(shí)通過對(duì)矩陣C進(jìn)行ωkTd的相移進(jìn)行相位補(bǔ)償，其中C矩陣為正余弦函數(shù)矩陣，但這種方法需要多次坐標(biāo)變換，運(yùn)算量較大，計(jì)算量的增加又會(huì)導(dǎo)致新的時(shí)延，因此這種方法在要求補(bǔ)償諧波次數(shù)較多時(shí)仍有一定的局限性。

本文采用改進(jìn)型ip-iq算法，將APF自身的時(shí)延等效為相位角Δθ，作為對(duì)C矩陣求逆矩陣時(shí)的正余弦函數(shù)計(jì)算中補(bǔ)償相位。該方法無需預(yù)測(cè)算法和非線性模型，不需多次坐標(biāo)變換，因此沒有復(fù)雜、費(fèi)時(shí)的計(jì)算。

3.2 改進(jìn)型ip-iq算法

首先，設(shè)有源濾波器在n次諧波下各環(huán)節(jié)產(chǎn)生的時(shí)延總和為td，則產(chǎn)生的相位角度為Δθ=nωtd= 2πfntd[9-10]。該次諧波的電流表達(dá)式為：in（t）=sin（nωt）=sin（2πfnt）。

則在理想狀態(tài)下有源濾波器的補(bǔ)償電流應(yīng)為：ia（t）=-in（t）=-sin（2πfnt）。

而在實(shí)際情形下由于時(shí)延，導(dǎo)致補(bǔ)償電流為：iad（t）=-sin（2πfnt+nωtd）。

在諧波補(bǔ)償開始前，現(xiàn)場(chǎng)多次實(shí)驗(yàn)測(cè)量得到整個(gè)系統(tǒng)的實(shí)際時(shí)延td，從而計(jì)算出相位角Δθ。補(bǔ)償時(shí)采用改進(jìn)型ip-iq算法，在鎖相環(huán)（PLL）通過正弦信號(hào)發(fā)生電路發(fā)出與A相電壓同相位的正弦函數(shù)進(jìn)行Cn-1變換時(shí)減去時(shí)延相位角Δθ，從而得到經(jīng)相位補(bǔ)償后的控制信號(hào)。

由三相電流通過計(jì)算得到瞬時(shí)有功電流和瞬時(shí)無功電流ip，iq。

其中，

ip，iq再通過低通濾波器（LPF）得到瞬時(shí)有功電流直流分量ip和瞬時(shí)無功電流直流分量iq。再與增加相位補(bǔ)償角后的逆矩陣CΔθ-1和C23-1相乘，得到基波電流iaf，ibf，icf。

為C23的廣義逆矩陣

三相電流減去基波電流得到三相電流的諧波分量iah，ibh，ich。

圖2 混合有源濾波器整體仿真模型Fig.2 System simulation model of paralleled HAPF

4 MATLAB仿真結(jié)果與分析

為驗(yàn)證改進(jìn)型算法的補(bǔ)償效果，本設(shè)計(jì)采用MatlabR2012b/Simulink模塊中的SimPowersystem工具箱建立混合有源濾波器的模型。分為諧波源與補(bǔ)償電路兩部分。電源相電壓220 V；電源頻率：50 Hz；非線形負(fù)載類型：三相整流橋電路。補(bǔ)償部分由諧波檢測(cè)模塊、PWM脈沖發(fā)生模塊、IGBT模塊等組成。

構(gòu)建并聯(lián)型混合濾波器的整體仿真模型如圖2所示，非線性負(fù)載為三相不可控整流橋。由System模塊檢測(cè)負(fù)載基波，由System1模塊計(jì)算發(fā)出PWM脈沖電流控制IGBT產(chǎn)生補(bǔ)償電流，經(jīng)由斷路器brk1注入電網(wǎng)。由于Matlab系統(tǒng)的模塊運(yùn)算時(shí)延極小，所以人為添加delay模塊，設(shè)置時(shí)延參數(shù)為170μs。

圖3 原系統(tǒng)所含諧波電流波形Fig.3 Harmonic current wave of system

為觀察系統(tǒng)時(shí)延對(duì)濾波效果的影響，及對(duì)比分析解決時(shí)延前后濾波結(jié)果的變化，分別進(jìn)行未處理時(shí)延濾波，與已處理時(shí)延濾波兩次仿真實(shí)驗(yàn)，觀察結(jié)果并進(jìn)行比較。

首先打開斷路器Bk1，使有源濾波部分退出，通過電流檢測(cè)模塊Scope可檢測(cè)到負(fù)載電流波形如圖3所示。有圖可見，補(bǔ)償前負(fù)載波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，含有大量諧波。此時(shí)閉合斷路器Bk1，使有源濾波部分接入主電路。由于仿真模塊默認(rèn)時(shí)延無限趨近于0，于是添加時(shí)延模塊delay，通過電流檢測(cè)模塊Scope檢測(cè)補(bǔ)償后的主電路電流，得出結(jié)果如圖4所示。由圖4可見，APF濾波后電流波形得到明顯改善，但仍然在基波基礎(chǔ)上疊加有一定的諧波。對(duì)該波形進(jìn)行傅里葉分析，結(jié)果見圖5。

圖4 含時(shí)延系統(tǒng)混合濾波后電源電流波形Fig.4 Harmonic current wave of time delay system

圖5 含時(shí)延波形傅里葉分析Fig.5 Contain time delay processing harmonic current wave

由圖5可見補(bǔ)償后的波形依然包含5，7，11，13次等諧波且在10%左右，總諧波失真THD= 26.57%，APF的時(shí)延影響有源濾波的效果。為了解決此問題，采用改進(jìn)型ip-iq算法，在發(fā)出正弦函數(shù)過程中減去預(yù)先估算的APF延遲時(shí)間對(duì)應(yīng)的工頻的補(bǔ)償角Δθ，再次進(jìn)行濾波，算法仿真模型見圖6。通過電流檢測(cè)模塊Scope檢測(cè)補(bǔ)償后的主電路電流，結(jié)果見圖7。對(duì)其進(jìn)行傅里葉分析，結(jié)果見圖8。

圖6 改進(jìn)型ip-iq算法仿真模型Fig.6Improvement current module of harmonic algorithm

圖7 時(shí)延補(bǔ)償后HAPF濾波波形Fig.7 Time delay compensation by HAPF filter wave

圖8 時(shí)延補(bǔ)償后波形傅里葉分析Fig.8 Fourier analysis of time delay compensation harmonic current wave

由圖8可見，補(bǔ)償后5，7，11，13次等諧波基本減少到0.01%以下，THD=0.06%。由此可見，采用改進(jìn)后的諧波電流檢測(cè)方法，可以有效提高APF的濾波效果。

5 結(jié)論

a.APF可有效進(jìn)行諧波補(bǔ)償，改善因非線性負(fù)載引起的波形畸變；

b.APF本身時(shí)延降低諧波補(bǔ)償效果，應(yīng)進(jìn)行時(shí)延補(bǔ)償；

c.采用3.2中改進(jìn)型ip-iq算法，可有效提高APF濾波效果。

d.改進(jìn)型ip-iq算法效果關(guān)鍵取決于APF時(shí)延的確定，該時(shí)延與APF結(jié)構(gòu)，元件有關(guān)，一般可取170μs。

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Research of hybrid active filter time delay compensation method and improvement measures

ZHAO Yulin1,LI He1,SUI Tao2(1.School of Electrical and Information,Northeast Agricultural University,Harbin 150030,China;2.Heilongjiang Chenguang Thermoelectricity Limited Company,Raohe Heilongjiang,155700)

The characteristics of active power filter with dynamic track compensation and remove any times harmonic.It is an effective method for harmonic control.But can compensate harmonic in real time,is the key to active power filter.First analysis of active power filter compensate the delay caused by the factors,and the improved detection algorithm to solve the time delay problem of harmonics in theory,and use Matllab simulation to test its feasibility.

hybrid filter;time delay effect analysis;improvedip-iqalgorithm;Matlab simulation

TN713.8

A

1005-9369（2014）05-0116-05

2013-12-03

黑龍江省教育廳科學(xué)技術(shù)項(xiàng)目（12511038）

趙玉林（1956-），男，教授，研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)自動(dòng)化技術(shù)。E-mail:zyl5631@163.com

時(shí)間2014-5-19 11:26:39[URL]http://www.cnki.net/kcms/detail/23.1391.S.20140519.1126.013.html

趙玉林,李鶴,隋濤.混合濾波器時(shí)延對(duì)諧波補(bǔ)償?shù)挠绊懠案倪M(jìn)措施[J].東北農(nóng)業(yè)大學(xué)學(xué)報(bào),2014,45(5):116-121.

Zhao Yulin,Li He,Sui Tao.Research of hybrid active filter time delay compensation method and improvement measures[J]. Journal of Northeast Agricultural University,2014,45(5):116-121.(in Chinese with English abstract)