董義華，孫同景，徐丙垠

（1.山東大學(xué) 控制科學(xué)與工程學(xué)院，山東 濟南 250061；2.山東理工大學(xué) 電氣技術(shù)研究所，山東 淄博 255049；3.科匯電氣自動化公司，山東 淄博 255087）

0 引言

基于暫態(tài)行波信號的行波測距等裝置是變電站中的重要設(shè)備，其所需的有效信號頻帶寬度較高，達到MHz級，即使考慮線路阻波器的影響，所需頻帶寬度也要達到500 kHz，而現(xiàn)有的電子式互感器的采樣頻率多在12.8 kHz級以下[1]，這就影響了基于暫態(tài)行波信號的行波測距等設(shè)備在數(shù)字化變電站中的推廣應(yīng)用。

本文以某型號純光型電子式電流互感器為轉(zhuǎn)換頭，提出并設(shè)計了一種實現(xiàn)寬頻帶數(shù)據(jù)傳輸?shù)碾娮邮诫娏骰ジ衅鞣桨?。該設(shè)計方案在采集端采用分路采集的方式，后續(xù)的數(shù)據(jù)處理利用現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）器件，設(shè)計了能夠同時滿足數(shù)字化變電站間隔層設(shè)備的普通信號（相對行波而言）和行波測距等設(shè)備的暫態(tài)行波信號要求的寬頻帶電子式電流互感器。

1 IEC61850標準下的采樣值數(shù)據(jù)集及傳輸分析

1.1 IEC61850-9-2特定通信服務(wù)映射映射到ISO／IEC8802-3的采樣值簡述

IEC61850-9-2采用標準以太網(wǎng)為鏈路，傳送的數(shù)據(jù)和內(nèi)容均可配置，數(shù)據(jù)共享方便，能靈活滿足數(shù)字化變電站的需求。IEC61850-9-2支持基于模型的靈活數(shù)據(jù)映射，對ASCI模型的支持很完備，可以直接映射到數(shù)據(jù)鏈路層的“SendMSVMessage”服務(wù)，也支持向MMS的映射，通過“GerMSVCBVlaues／Set-MSVCBVlaues”等控制服務(wù)可重新設(shè)定輸入通道數(shù)、采樣頻率等參數(shù)，支持對數(shù)據(jù)集的更改和對數(shù)據(jù)對象的直接訪問；幀格式可靈活定義，并支持單播方式[2]。

1.2 行波信號在IEC61850標準下的傳輸分析

基于普通信號的間隔層設(shè)備，所需的數(shù)據(jù)采樣頻率較低，在向同一個接收設(shè)備傳送采樣值的合并單元（MU）不超過3個的前提下，完全可以實現(xiàn)正常的數(shù)據(jù)傳輸?；跁簯B(tài)信號的行波測距等裝置，所需頻帶寬度達到MHz級，即使考慮線路阻波器的影響，頻帶寬度也要達到500 kHz。按照Nyquist采樣定理，即使在500 kHz的頻帶寬度下，采樣頻率至少達到1 MHz，才能最大限度地還原原始信號。假定遵循IEC61850-9-2的采樣值包含7個電流量、5個電壓量，其最大以太網(wǎng)幀報文長度為159 Byte（其中包括26 Byte以太網(wǎng)報頭、4 Byte優(yōu)先權(quán)標記、8 Byte以太網(wǎng)型、2 Byte ASN.1 標記、2 Byte塊數(shù)目、12 Byte幀間隔，共占54 Byte，報文有效長度為105 Byte）。如果采樣頻率較低，設(shè)定采樣頻率為4.8 kHz，只有1個合并單元，每路大約需要帶寬6 MHz，則在百兆鏈路和不超過15個合并單元的前提下，可以實現(xiàn)數(shù)據(jù)的實時傳輸?，F(xiàn)有的電子式互感器的采樣頻率多在12.8 kHz級以下[3]，在不超過3個合并單元的前提下，實際均可實時傳輸遵循IEC61850-9-2的采樣值。行波的有效信號帶寬較寬，采樣頻率較高，如果物理層仍然選擇100 Base-FX光纖傳輸系統(tǒng)，報文格式一致，則百兆鏈路無法滿足行波信號的實時傳輸。吉比特以太網(wǎng)的光纖傳輸系統(tǒng)已經(jīng)開始應(yīng)用，如果物理層選擇吉比特以太網(wǎng)的光纖傳輸系統(tǒng)傳輸信號，僅可以實現(xiàn)單路行波信號的傳輸，而基于普通信號（相對行波而言）的間隔層設(shè)備無需如此高的采樣頻率，造成了網(wǎng)絡(luò)資源的浪費。IEC61850-9-2的幀格式可靈活定義，可以根據(jù)行波傳輸?shù)臅r延要求組幀，在實時性和數(shù)據(jù)帶寬之間找一個平衡點，在百兆鏈路下實現(xiàn)行波信號的傳輸。

基于上述內(nèi)容，在不增加模擬傳感頭的前提下，本文提出了通過分路采集的方式研制寬頻帶電子式電流互感器的方案。該方案可同時滿足IEC61850標準下的基于普通信號的間隔層設(shè)備和基于暫態(tài)行波信號的行波測距等設(shè)備要求。

2 行波信號的功能模塊分析與方案實現(xiàn)

行波信號的功能模塊主要分5個部分，以3路模擬量輸入為例，其功能模塊如圖1所示。

圖1 行波信號功能模塊Fig.1 Functional module of traveling-wave signal

2.1 行波信號A／D轉(zhuǎn)換與調(diào)理模塊

行波信號A／D轉(zhuǎn)換與調(diào)理模塊實現(xiàn)見圖2。

圖2 行波信號A／D轉(zhuǎn)換與調(diào)理模塊Fig.2 A／D conversion and conditioning module of traveling-wave signal

電流被轉(zhuǎn)換成一個可以放大和A／D轉(zhuǎn)換的電壓信號后，系統(tǒng)對該電壓信號進行采樣保持。系統(tǒng)所需要的行波信號頻率較高，所以先后通過高通濾波和低通濾波，僅保留有用的行波信號。因為現(xiàn)場干擾源較多，采樣頻率很高，如果所有數(shù)據(jù)實時傳輸，必將引起系統(tǒng)的額外負擔，所以數(shù)據(jù)在進入FPGA進一步處理前，加入判斷機制，低速采樣環(huán)節(jié)判斷是否發(fā)生故障，如果發(fā)生故障，高速采樣環(huán)節(jié)對行波信號進行采樣、存儲和處理，否則循環(huán)刷新數(shù)據(jù)。行波信號頻率較高，暫態(tài)過程很短，高速采樣環(huán)節(jié)必須具備多次、連續(xù)、實時、無死區(qū)的超高速數(shù)據(jù)采集功能，采樣存儲的原理如圖3所示。

圖3 采樣存儲原理框圖Fig.3 Schematic diagram of sample storage

采用的數(shù)據(jù)采樣率為每秒1 M樣本數(shù)，采樣精度為14 bit。FPGA的先入先出（FIFO）隊列構(gòu)成高速A／D轉(zhuǎn)換的采樣緩存區(qū)，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換速度較快，利用FPGA控制時序和數(shù)據(jù)傳輸，一個相對穩(wěn)定的外部晶振時鐘源直接輸入到FPGA，經(jīng)數(shù)字時鐘管理模塊（DCM）分頻后作為FIFO隊列和模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的時鐘源。A／D轉(zhuǎn)換時鐘和FIFO寫時鐘為同一時鐘源，自上電起，ADC和時鐘電路一直處于工作狀態(tài)，持續(xù)進行數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換，但數(shù)據(jù)是否寫入故障緩存區(qū)，由低速采樣單元發(fā)出的寫使能信號來決定。當寫使能信號有效時，F(xiàn)PGA控制采樣緩存區(qū)數(shù)據(jù)迅速傳送到故障緩存區(qū)中并進行相應(yīng)處理，其傳送速度和ADC轉(zhuǎn)換速度一致，整個過程由FPGA控制完成。A／D轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)的輸出和轉(zhuǎn)換時鐘有一定的相位差，在FPGA內(nèi)部通過延時或時鐘管理器來滿足建立時間和保持時間。FPGA將高速采集到的行波數(shù)據(jù)編碼，加入校驗碼，按照一定格式組幀，通過專用鏈路傳送給合并單元。另外，為了通用性，設(shè)置了可以通過光纖頭接收外部輸入的同步采樣信號部分，高速ADC可以通過外部的時鐘分頻信號頻率進行采樣，如果沒有外部時鐘信號輸入，則按照DCM分頻的頻率進行采樣。

2.2 同步功能模塊

同步時鐘在接收站端輸入信號（一般來自于GPS接收機的輸出）后，保證全站的合并單元時鐘同步。行波信號的同步有2種選擇：一種是合并單元給各路ADC發(fā)送同步的啟動轉(zhuǎn)換信號，其頻率應(yīng)符合行波采樣頻率要求，其命令格式及傳輸速率可根據(jù)實際情況自定義；另外一種是在采集端采用固定晶振頻率分頻采樣，然后在合并單元內(nèi)采用插值法同步?？紤]到行波原理測距或保護對數(shù)據(jù)精度要求相對較低，在采集端采用高穩(wěn)定、高精度的晶振后，采樣頻率通過內(nèi)置時鐘調(diào)節(jié)，每秒產(chǎn)生固定的采樣脈沖信號觸發(fā)ADC芯片進行采樣，然后在合并單元部分用最簡單的線性插值法實現(xiàn)數(shù)據(jù)同步是滿足要求的。筆者根據(jù)現(xiàn)場要求采用的是第2種方式，即在合并單元內(nèi)部進行最簡單的線性插值法實現(xiàn)數(shù)據(jù)同步。

2.3 多路數(shù)據(jù)接收與處理模塊

多路數(shù)據(jù)接收與處理模塊僅處理電流故障信息，但故障信息量較大，所以最多設(shè)置處理6路的信息量，F(xiàn)PGA接收6路A／D轉(zhuǎn)換電路發(fā)送的串行數(shù)字信號，在可能到來的起始位啟動計數(shù)器，當計數(shù)器連續(xù)計數(shù)達到規(guī)定的值時，確認為數(shù)據(jù)起始位，計數(shù)器清零，開始采樣數(shù)據(jù)，重復(fù)上述步驟直至停止位被采樣。然后將數(shù)據(jù)傳送給行波模擬信號處理模塊和行波數(shù)字信號處理模塊。數(shù)據(jù)通信環(huán)境比較惡劣，傳輸?shù)臄?shù)據(jù)由于噪聲和干擾的影響，容易發(fā)生畸變而造成誤碼（差錯），需要加入差錯控制碼，使不可靠的通信鏈路變成可靠鏈路，因此采用串行通信廣泛使用的循環(huán)冗余校驗（CRC）對各路A／D轉(zhuǎn)換輸出的數(shù)據(jù)有效性進行檢驗，CRC在FPGA中較容易用硬件電路實現(xiàn)。如果判斷傳輸中有誤碼，保留該數(shù)據(jù)并告知此路數(shù)據(jù)錯誤。各路數(shù)據(jù)到達合并單元的時刻不一致，需FPGA利用FIFO隊列對到達的各路數(shù)據(jù)進行正確排序，使得從FIFO隊列輸出的數(shù)據(jù)是按照第1、2、…、6路正確順序排列。如果傳輸介質(zhì)出現(xiàn)故障，導(dǎo)致某路數(shù)據(jù)無法傳輸，需不影響其他各路數(shù)據(jù)的處理和傳輸[4]，此問題可以通過設(shè)置最長等待時間來解決。如果有效信息在最長等待時間內(nèi)沒有到達，則認為該路數(shù)據(jù)通信出現(xiàn)問題，并向行波測距等設(shè)備發(fā)出告警。

2.4 行波數(shù)字信號處理模塊

數(shù)字信號處理器（DSP）在接收到FPGA發(fā)送的中斷信號后，讀取緩沖區(qū)內(nèi)的數(shù)據(jù)，對接收到的行波數(shù)據(jù)進行相應(yīng)的數(shù)字濾波，給數(shù)據(jù)包打上正確的時標，按照IEC61850-9-2要求的標準格式組幀編碼，由光纖收發(fā)器通過光纖將數(shù)據(jù)發(fā)送到行波測距等設(shè)備。

IEC61850-9-2中支持基于ISO／IEC8802-3的采樣值傳輸，幀格式定義靈活，為高速采樣的行波采樣值傳輸提供了可能。試驗時采用的規(guī)約只支持SendMSVMessage服務(wù)，不支持MMS，數(shù)據(jù)通信為單向組播，從合并單元傳向智能電子設(shè)備。模塊按照ASN.1的基本編碼規(guī)則對采樣數(shù)據(jù)編碼，1個協(xié)議數(shù)據(jù)單元（APDU）對應(yīng)3個應(yīng)用服務(wù)數(shù)據(jù)單元（ASDU），幀格式為：8 Byte前導(dǎo)碼+12 Byte MAC首部+4 Byte優(yōu)先級+2 Byte以太網(wǎng)類型+8 Byte以太網(wǎng)類型PDU+APDU+4 Byte幀校驗序列。1幀中的采樣數(shù)據(jù)為每個通道100點，3個通道共300點，大約占用50 MHz的帶寬，100 MHz的通道顯然可以實現(xiàn)數(shù)據(jù)的傳輸，只是占用帶寬較大。試驗發(fā)現(xiàn)，組幀時間延遲、前級及合并單元的數(shù)據(jù)處理延遲、數(shù)據(jù)通道傳輸延遲的總和雖然較大，但在補償后，滿足行波測距設(shè)備的要求。

2.5 行波模擬信號處理模塊

為了適應(yīng)現(xiàn)有的需要輸入模擬信號的設(shè)備需求，設(shè)置了本模塊。合并單元接收幾路的電流信號，模擬輸出接口也應(yīng)有幾路的模擬輸出。為減小誤差，采用了多通道并行數(shù)據(jù)數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）進行數(shù)模轉(zhuǎn)換，F(xiàn)PGA完成DAC的多路控制。DAC的參考源固定，額定數(shù)字輸入的情況下，數(shù)模轉(zhuǎn)換得到的模擬輸出不一定是電子式互感器標準規(guī)定的額定模擬輸出，所以在DAC后面加入放大器調(diào)整模擬輸出。數(shù)模轉(zhuǎn)換后，可能存在干擾噪聲，必須進行濾波處理，整個系統(tǒng)存在時延，而且濾波器也會帶來較大的相移，則在濾波器后面加入移相器來獲得與被測信號一致的相位。

3 普通信號的功能模塊分析與方案實現(xiàn)

普通信號的采集與合并單元功能模塊主要分為4個部分，以3路模擬量輸入為例，其功能模塊如圖4所示。

圖4 普通信號功能模塊Fig.4 Functional module of common signal

3.1 普通信號A／D轉(zhuǎn)換與調(diào)理模塊

電流信號經(jīng)過調(diào)理轉(zhuǎn)換成一個可以放大和A／D轉(zhuǎn)換的電壓信號，通過開關(guān)電容濾波器濾除高頻噪聲，由高速A／D按照同步采樣的頻率進行模數(shù)變換。FPGA對A／D轉(zhuǎn)換的數(shù)字信號進行編碼，加入校驗碼，按照一定格式組幀，通過專用鏈路傳送給合并單元。過零比較電路和鎖相環(huán)電路進行測量時每周期相位的鎖定，F(xiàn)PGA接收同步轉(zhuǎn)換的信號，使得A／D按照要求的采樣頻率同步采樣。

3.2 同步功能模塊

同步的目的是全站的合并單元能提供同一時刻的電壓、電流信號供繼電保護二次設(shè)備使用[5]。

同步時鐘在接收站端輸入信號（一般來自于GPS接收機的輸出）后，F(xiàn)PGA通過對高精度、高穩(wěn)定度的晶振時鐘分頻來產(chǎn)生滿足采樣率要求的同步采樣命令，通過光纖給各路ADC發(fā)送同步轉(zhuǎn)換命令，其命令格式及傳輸速率可根據(jù)實際情況自定義。理想情況下，合并單元發(fā)送的采樣命令是等間隔的，但由于晶振時鐘誤差的存在，這是無法做到的。隨著時間的推移，誤差累計增大，而且初始相位也不一致，這是差動保護所不允許的。多個合并單元每隔1 s被強制同步一次，在秒脈沖間隔內(nèi)則依靠各自的晶振保證采樣頻率的恒定。如果外部秒脈沖丟失或者受到干擾，一邊發(fā)出告警信息，一邊實時跟蹤并判斷秒脈沖信號是否恢復(fù)，采樣命令按照晶振時鐘繼續(xù)執(zhí)行。

3.3 多路數(shù)據(jù)接收與處理模塊

多路數(shù)據(jù)接收與處理模塊的主要任務(wù)是接收12路A／D轉(zhuǎn)換電路發(fā)送的串行數(shù)字信號，對其進行校驗、排序后送入DSP進行處理。該模塊與行波信號的多路數(shù)據(jù)接收與處理模塊的功能相似，只是要處理12路的A／D轉(zhuǎn)換電路發(fā)送的串行數(shù)字信號，其中包括電壓和電流的數(shù)字信號。

3.4 基于IEC61850-9-2標準的數(shù)據(jù)處理與發(fā)送模塊

DSP編程靈活、運行速度快、數(shù)據(jù)通信能力強大，用來完成合并單元的數(shù)字濾波、相位補償和對數(shù)據(jù)組幀編碼。

ADC帶來噪聲和高頻分量，輸出的數(shù)字量和實際的電流值之間存在相位誤差，所以需對信號進行濾波、相位補償。DSP在接收到FPGA發(fā)送的中斷信號后，讀取緩沖區(qū)內(nèi)的數(shù)據(jù)，對數(shù)據(jù)進行相位補償，打上正確的時間標簽和進行定標運算后，按照IEC61850-9-2要求的格式組幀編碼，然后把該數(shù)據(jù)發(fā)送到網(wǎng)絡(luò)適配器，由其通過雙絞線發(fā)送到間隔層相關(guān)設(shè)備。

4 裝置試驗驗證

電子式互感器的普通信號處理模塊部分已相對成熟，所以本試驗針對行波信號功能模塊采用了2種試驗方式來驗證裝置的可行性。

4.1 行波信號功能模塊試驗1

試驗驗證方式如圖5所示，信號發(fā)生器產(chǎn)生形如正弦波的0.8 MHz的高頻信號，一路直接輸入到示波器，另一路輸入到電子式互感器的采集端，經(jīng)過合并單元處理后，通過合并單元的行波模擬信號處理模塊后輸出到示波器。

圖5 高頻信號測試框圖Fig.5 Block diagram of high-frequency signal test

對2路波形不同位置的形狀、幅值和相位進行比較，以確定裝置是否能正確還原原始信號，試驗結(jié)果如圖6所示。

圖6 高頻信號測試結(jié)果圖Fig.6 Results of high-frequency signal test

由圖6可見，2路波形的形狀基本一致；因為經(jīng)過處理的信號過濾掉了部分行波測距裝置不需要的頻段信號而導(dǎo)致兩者的幅值有差異；經(jīng)過處理的信號和直接輸入信號的不同步性導(dǎo)致了相位不同，但相位差基本一致。試驗結(jié)果說明裝置能正確處理高頻信號。

4.2 行波信號功能模塊試驗2

試驗驗證方式如圖7所示，模擬實際故障發(fā)生，3路電流信號輸入到電子式互感器的采集端，經(jīng)過合并單元后，接入到行波測距裝置XC-21，其線路參數(shù)參考某變電站實際的線路參數(shù)進行設(shè)置，對3路電流信號采集后進行分析、處理。

圖7 行波測距測試故障信號框圖Fig.7 Block diagram of traveling-wave fault location test

圖8 行波測距裝置錄波和測距結(jié)果圖Fig.8 Results of traveling-wave fault location and corresponding wave record

模擬實際故障發(fā)生，故障信號經(jīng)裝置的數(shù)據(jù)采集和合并單元的處理后發(fā)送至行波測距裝置，行波測距裝置對故障信號錄波和測距處理，結(jié)果如圖8所示。對圖中曲線進行分析得出：線路故障相為B相，A相和C相有耦合的行波信號但非故障相，這與模擬故障一致；故障的測距結(jié)果為0 km，即無法準確測得故障距離，這是因為受實驗室條件的限制，模擬故障無法和實際故障完全一樣，且單端行波測距原理是利用線路故障后線路一端（本端）測量點提取的第1個正向行波浪涌與其在故障點反射波之間的時延計算本端測量點到故障點之間的距離，但模擬故障時，是由直流電源沖擊來模擬B相故障發(fā)生，這樣故障行波就無法在故障點產(chǎn)生反射波，這就導(dǎo)致行波測距裝置無法進行測距算法處理，圖中顯示的測距結(jié)果與模擬故障的實際情況相吻合。試驗結(jié)果說明裝置能正確采集、處理和傳送行波信號，滿足行波傳輸?shù)囊蟆?/p>

5 結(jié)論

基于電子式互感器的行波測距系統(tǒng)已在江西興國智能化站和延安750 kV變電站智能化改造中正式投入運行。智能變電站通用規(guī)約IEC61850對于基于行波信號的行波測距等裝置未作具體規(guī)定，限制了其在智能化變電站中的應(yīng)用。本文提出的方案解決了基于暫態(tài)行波信號的行波測距等裝置在智能化變電站中的應(yīng)用難題，其性能和穩(wěn)定性仍需實際運行的檢驗。下一步工作爭取在采集端利用過采樣技術(shù)，取消采集端的同步采集信號，使普通信號和行波信號共用一個采集端和合并單元，根據(jù)間隔層設(shè)備的采樣頻率需求，在合并單元部分進行重采樣，通過重采樣實現(xiàn)數(shù)據(jù)同步并獲得間隔層設(shè)備需求頻率的數(shù)據(jù)。