栗曉政，孫建平，甄曉亞，劉建偉

（華北電力大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，北京 102206）

0 引言

光伏（PV）發(fā)電具有平均變化率小、正調(diào)峰性能的突出優(yōu)勢[1]，有可能成為最具發(fā)展前景的發(fā)電技術(shù)之一。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列模塊、逆變器、交流濾波和電網(wǎng)組成。逆變器是連接光伏陣列模塊和電網(wǎng)的關(guān)鍵部件，用以實(shí)現(xiàn)控制光伏陣列模塊運(yùn)行于最大功率點(diǎn)和向電網(wǎng)注入正弦電流兩大主要任務(wù)[2-3]。光伏并網(wǎng)系統(tǒng)通常利用電壓源型逆變器作為和電網(wǎng)連接的接口，通過實(shí)時采樣電網(wǎng)電壓、電流數(shù)據(jù)形成控制指令，進(jìn)而使逆變器輸入電流按照相應(yīng)指令注入電網(wǎng)實(shí)現(xiàn)光伏發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)發(fā)電。早期的并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)輸出端一般安裝工頻隔離變壓器，實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)整和電氣隔離，然而，工頻隔離變壓器體積大、成本高、損耗大，影響系統(tǒng)整機(jī)效率。因此，無工頻隔離變壓器的并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)成為目前研究熱點(diǎn)[4]。光伏發(fā)電系統(tǒng)采用無工頻變壓器并網(wǎng)時，并網(wǎng)逆變系統(tǒng)整體效率可以得到一定提高，但是卻帶來了諸如漏電流和直流注入等新的問題[5-6]。漏電流的本質(zhì)是共模電流，其產(chǎn)生原因是光伏發(fā)電系統(tǒng)存在寄生的對地電容，當(dāng)寄生電容-光伏發(fā)電系統(tǒng)-電網(wǎng)三者之間形成回路時，共模電壓將在寄生電容上產(chǎn)生共模電流[7]。當(dāng)光伏發(fā)電系統(tǒng)采用工頻變壓器與電網(wǎng)連接時，因?yàn)榛芈分凶儔浩骼@組間寄生電容阻抗相對較大，則回路中的共模電壓產(chǎn)生的共模電流可以得到一定程度的抑制[7]；但是在無變壓器的光伏發(fā)電系統(tǒng)中，回路阻抗相對較小，共模電壓將在光伏系統(tǒng)和對地電容上形成較大的共模電流。如果逆變器具有可變的共模電壓，在光伏陣列模塊和地之間會產(chǎn)生漏電流，威脅人身安全，并產(chǎn)生電磁干擾。實(shí)際應(yīng)用中可以通過改進(jìn)系統(tǒng)拓?fù)浠蛘{(diào)制方法來減小或消除共模電流[7]。

電力系統(tǒng)不允許將有較大輸出直流分量的逆變器連接到電網(wǎng)上，因?yàn)樽⑷腚娋W(wǎng)直流分量會使變電所變壓器工作點(diǎn)偏移，導(dǎo)致變壓器飽和；增加電網(wǎng)電纜的腐蝕；導(dǎo)致較高的初級電流峰值，可能燒毀輸入保險，引起斷電；甚至可能增加諧波分量[8-9]。IEEE Std929—2000中規(guī)定光伏系統(tǒng)并網(wǎng)電流中直流分量必須小于系統(tǒng)額定電流的0.5%。因此，研究光伏并網(wǎng)直流注入問題具有重要的現(xiàn)實(shí)意義。

目前國內(nèi)外關(guān)于光伏發(fā)電系統(tǒng)直流注入方面已有初步研究。采用半橋拓?fù)淠孀兤骺梢杂行б种浦绷鞣至孔⑷氲诫娋W(wǎng)，但是與全橋逆變器相比，半橋結(jié)構(gòu)需要更高的直流輸入電壓[10]。文獻(xiàn)[11]提出一種基于直流分量檢測及校正方法，理論上可實(shí)現(xiàn)較為理想的直流抑制效果，但是其直流抑制效果非常依賴于檢測元件的精度。事實(shí)上并網(wǎng)電流中直流成分相對較小，低精度檢測元件不僅無法實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的直流檢測，其檢測誤差又將引入其他諧波成分，而高精度檢測元件或檢測電路又將導(dǎo)致成本的增加。此外，文獻(xiàn)[11]還提出了在并網(wǎng)逆變器輸出側(cè)串聯(lián)隔直電容的直流抑制方法。該方法雖然能有效抑制直流分量，但為了避免過大的基波壓降，交流電容取值一般較大，成本較高。實(shí)際應(yīng)用中，理想的電容是不存在的，電容的雜散參數(shù)將影響系統(tǒng)整機(jī)效率，而且電容一旦損壞引起斷路，將造成電感能量無法泄放而導(dǎo)致過電壓現(xiàn)象。文獻(xiàn)[12]提出一種基于虛擬電容的直流抑制方法，采用控制方法代替隔直電容，使并網(wǎng)逆變器既可實(shí)現(xiàn)零直流注入，又可實(shí)現(xiàn)隔直電容零損耗，但是當(dāng)光伏并網(wǎng)系統(tǒng)采用LCL型濾波器濾波時，電容隔直方法以及虛擬電容隔直方法將可能失效。本文基于LCL型濾波器在光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)廣泛應(yīng)用的現(xiàn)況，分析了現(xiàn)有典型直流抑制技術(shù)在采用LCL型濾波器光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中的適用性，進(jìn)而提出了一種基于比例諧振（PR）與PI聯(lián)合控制的直流抑制技術(shù)。該方法無需增加外圍硬件電路，且只占用很少的控制芯片資源。仿真結(jié)果驗(yàn)證了算法的有效性。

1 基于LCL型濾波器的并網(wǎng)逆變器控制原理分析

1.1 基于LCL型濾波器的單相光伏并網(wǎng)逆變器原理圖

采用LCL結(jié)構(gòu)的濾波器比L、LC結(jié)構(gòu)有更好的衰減特性，對高頻分量呈高阻態(tài)，可以抑制諧波電流，且同電網(wǎng)串聯(lián)的電感L還可起到抑制沖擊電流的作用。要達(dá)到相同的濾波效果，LCL濾波器的總電感量比L和LC濾波器小得多，有利于提高電流動態(tài)性能，同時還可降低成本，減小裝置的體積重量。在中大功率應(yīng)用場合，LCL濾波器的性能更為明顯[13]。圖1為典型的基于LCL型濾波器的單相并網(wǎng)逆變器原理圖。圖中光伏陣列將太陽能轉(zhuǎn)換為直流電能，DC／DC環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤（MPPT）控制和直流升壓功能。DC／AC逆變器輸出經(jīng)過LCL型濾波器連接到電網(wǎng)上，通過適當(dāng)控制使并網(wǎng)電流為與電網(wǎng)電壓同頻同相的正弦波。

圖1 基于LCL型濾波器的單相并網(wǎng)逆變器原理圖Fig.1 Schematic diagram of single-phase grid-connected inverter based on LCL filter

1.2 電流控制器設(shè)計(jì)

LCL型濾波器存在諧振問題，即當(dāng)輸入電壓的頻率到達(dá)某一頻率值時，其阻抗為0，這將不利于系統(tǒng)穩(wěn)定和控制器設(shè)計(jì)。因此有必要在LCL型濾波器中增加阻尼設(shè)計(jì)，常見的阻尼方法有無源阻尼法和有源阻尼法[14]。電容支路串聯(lián)電阻是目前廣泛應(yīng)用的一種無源阻尼法，它在電容支路串聯(lián)一個較小的電阻即可有效抑制LCL型濾波器的諧振幅值，且使得增加的阻尼損耗較小，因此本文選取電容支路串聯(lián)電阻法作為LCL型濾波器的阻尼設(shè)計(jì)方案。

傳統(tǒng)并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)一般采用PI控制，然而PI控制存在交流量靜差。為了解決該問題，可采用PR控制，它可以實(shí)現(xiàn)對交流量的無靜差跟蹤，傳遞函數(shù)[15-16]如下：

其中，kp、ki分別為PR控制器的基波比例控制系數(shù)和基波積分控制系數(shù)，ω為基波角頻率。

當(dāng)電網(wǎng)電壓中存在諧波時，由于系統(tǒng)帶寬有限，導(dǎo)致電網(wǎng)電壓諧波在并網(wǎng)電感上產(chǎn)生諧波電流，從而導(dǎo)致并網(wǎng)電流畸變。為了減小電流畸變，可在PR控制基礎(chǔ)上加入諧波補(bǔ)償器[17]：

其中，kin為PR控制器n次諧波積分控制系數(shù)。

圖1中基于LCL型濾波器的并網(wǎng)逆變器輸出側(cè)電路的頻域方程式如式（3）所示，采用PR控制器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。

圖2 并網(wǎng)逆變器電流環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Current loop control of grid-connected inverter

從式（3）看出，輸出電流 ig（jω）在 ω=0 直流頻率處不為零，因此當(dāng)輸出電流含有直流分量時，直流分量將注入到電網(wǎng)。

2 幾種典型直流抑制技術(shù)在基于LCL型濾波器的單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中的適用性

2.1 電容隔直方法的適用性

如圖3所示，當(dāng)基于LCL型濾波器的單相并網(wǎng)光伏發(fā)電系統(tǒng)采用電容隔直方案時，即在L2和電網(wǎng)之間增加一個隔直電容 Cg（R1、R2分別為電感 L1、L2的等效串聯(lián)電阻，RC為限制LCL濾波器諧振的阻尼電阻），由此LCL型濾波器將變成4階的LCLC系統(tǒng)。

圖3 加入隔直電容的LCL系統(tǒng)簡圖Fig.3 Simplified diagram of LCL filter system with additional DC blocking capacitor

該LCLC系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：

從式（4）看出，對于 LCLC 系統(tǒng)其輸出電流 ig（jω）在ω=0直流頻率處為零，能夠有效抑制直流分量注入到電網(wǎng)。然而從圖4所示的LCL系統(tǒng)與LCLC系統(tǒng)的波特圖可以看出，隔直電容Cg的加入使得LCL系統(tǒng)的頻率特性發(fā)生了明顯改變：LCLC系統(tǒng)具有2個諧振頻率（在 L1、L2、Cg、Cd參數(shù)取值為相近數(shù)量級時），這將使得LCLC系統(tǒng)的阻尼方案設(shè)計(jì)更加困難；更為重要的是，Cg的加入使得LCL系統(tǒng)的低頻特性發(fā)生了劇烈變化，其對基波的衰減程度明顯增加，而對2個諧振頻率之間的低次諧波的增益卻明顯增加。 仿真結(jié)果表明，L1、L2、Cd、Cg參數(shù)取值的增加可以減輕LCLC系統(tǒng)對基波的衰減程度，但同時導(dǎo)致2個諧振頻率之間的低次諧波（主要為2～6次諧波）含量的增加，使得諧波含量無法達(dá)到相應(yīng)電能質(zhì)量標(biāo)準(zhǔn)。隔直電容Cg增加使得光伏并網(wǎng)系統(tǒng)更為復(fù)雜，不利于控制器的設(shè)計(jì)。虛擬電容隔直方案同樣存在上述問題。

圖4 LCL濾波器與LCLC系統(tǒng)頻譜分析Fig.4 Spectrum analysis of LCL filter and LCLC system

2.2 半橋拓?fù)淠孀兏糁狈椒ǖ倪m用性

在如圖5所示的半橋拓?fù)洳⒕W(wǎng)系統(tǒng)中，半橋逆變器在任何開關(guān)狀態(tài)，電流通路中總存在一個電容，于是阻斷了輸出電流的直流分量。但與全橋逆變器相比，半橋結(jié)構(gòu)需要更高的直流輸入電壓。仿真結(jié)果表明，當(dāng)采用SPWM方法，若逆變器連接到220 V電壓等級的配電網(wǎng)，半橋逆變器的輸入電壓應(yīng)為650 V左右，這就需要DC／DC環(huán)節(jié)輸出更高的直流電壓，使用更高耐壓等級的開關(guān)管，影響了開關(guān)頻率，增加了開關(guān)損耗[10]。

圖5 半橋拓?fù)淠孀兊膯蜗喙夥⒕W(wǎng)系統(tǒng)Fig.5 Single-phase grid-connected PV system with inverter based on half-bridge topology

3 基于PR與PI聯(lián)合控制策略的直流抑制方法

3.1 PR與PI聯(lián)合控制原理分析

帶有阻尼的LCL濾波器的一般性傳遞函數(shù)如下：

其中，R1、R2分別為 L1、L2的等效電阻，RC為電容支路的串聯(lián)電阻。

PR控制器因其可以無靜差地跟蹤特定頻率的交流量而廣泛應(yīng)用于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)。采用PR控制器的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡圖見圖6（a），圖中KPWM為逆變器的等效放大增益，即其輸出電壓基波與輸入調(diào)制波的幅值比，分析其閉環(huán)傳遞函數(shù) Ф（s）=G（s）×GLCL（s）／[1+G（s）GLCL（s）]可以發(fā)現(xiàn)，該系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)在ω=0直流頻率處的增益為1，不具備隔離直流分量的功能。PI控制器可以無靜差跟蹤直流量，如果能夠檢測出并網(wǎng)電流的直流成分，則可以通過PI控制將其消除。采用PR和PI聯(lián)合控制的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡圖見圖6（b），圖中i*g-dc為并網(wǎng)電流中直流分量的控制參考值，其閉環(huán)傳遞函數(shù)如下：

圖6 并網(wǎng)光伏系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡圖Fig.6 Simplified structure of grid-connected PV system

分析其閉環(huán)傳遞函數(shù)得：其在ω=0直流頻率處的增益為0，可以有效隔離直流分量注入到電網(wǎng)。通過分析各個參數(shù)對系統(tǒng)零極點(diǎn)分布從而對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響發(fā)現(xiàn)：RC取值過小時，系統(tǒng)將具有右半平面的極點(diǎn)，使得系統(tǒng)失去穩(wěn)定性，RC取1～2Ω時即有效抑制LCL的諧振峰值；RC取值越大，其抑制LCL諧振峰值的效果將越明顯，系統(tǒng)穩(wěn)定性也隨之增加，但是同時會使LCL濾波器對高頻諧波的衰減程度變低，同時也會增加系統(tǒng)損耗，在對系統(tǒng)損耗要求很嚴(yán)格的場合中，可以使用虛擬電阻法降低系統(tǒng)的損耗[14]；PI環(huán)節(jié)的比例系數(shù)Kp1取值過大會導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，而取值過小又影響抑制直流分量的響應(yīng)時間；PI環(huán)節(jié)的積分系數(shù)Ki1取值過小時將影響系統(tǒng)抑制直流分量的響應(yīng)時間，而取值過大會導(dǎo)致整個系統(tǒng)出現(xiàn)明顯的欠阻尼振蕩；因此必須合理整定控制器的響應(yīng)參數(shù)，使系統(tǒng)同時具有較好的穩(wěn)定性和動態(tài)性能。

3.2 仿真實(shí)驗(yàn)與分析

本文采用MATLAB／Simulink對基于PR與PI聯(lián)合控制的直流注入控制策略進(jìn)行仿真研究，系統(tǒng)參數(shù)如下：電網(wǎng)電壓220V／50Hz，直流母線電壓400V，并網(wǎng)電流額定峰值50 A，倍頻SPWM方式，開關(guān)頻率10kHz；LCL 濾波器中，L1=2mH，L2=1mH，C=400μF，RC=1 Ω；PI控制器參數(shù)，Kp1=0.05，Ki1=5；PR 控制器參數(shù)，kp2=0.05，ki2=20。

設(shè)并網(wǎng)參考電流為ig*=50sin（ωt）+2。圖7為無虛擬電容時的仿真結(jié)果，可以看出，并網(wǎng)逆變器輸出電流實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差，基波分量為50 A，但并網(wǎng)電流中含有直流偏置成分約為2A。與3.1節(jié)分析一致，零頻率處增益K=1使得2 A直流成分通過閉環(huán)系統(tǒng)后輸出為輸入直流的K倍，即輸出直流分量為2 A。

圖7 并網(wǎng)電流及其頻譜分析（PR控制策略）Fig.7 Grid-connected current and its spectrum analysis（PR control strategy）

圖8為采用PR與PI聯(lián)合控制時的仿真結(jié)果，可以看出，并網(wǎng)逆變器輸出電流中不含直流成分。與3.1節(jié)分析一致，采用PR與PI聯(lián)合控制后，零頻率處增益K=0使得2 A的直流成分通過閉環(huán)系統(tǒng)后輸出為輸入直流的K倍，即輸出直流分量為0 A。

圖8 并網(wǎng)電流及其頻譜分析（PR與PI聯(lián)合控制策略）Fig.8 Grid-connected current and its spectrum analysis（PR&PI integrated control strategy）

4 結(jié)論

隨著光伏發(fā)電的快速發(fā)展，單個并網(wǎng)光伏發(fā)電的容量以及整個電網(wǎng)接納的光伏發(fā)電容量也隨之增加，因此直流注入抑制是光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中需要解決的關(guān)鍵問題之一。本文結(jié)合了在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中廣泛使用的LCL型濾波器，分析了現(xiàn)有幾種典型直流抑制方法的適用性，將PR控制器對交流量無靜差跟蹤和PI控制器對直流量無靜差跟蹤的特性相結(jié)合，通過檢測并網(wǎng)電流平均值并通過PI控制器前饋至調(diào)制信號，實(shí)現(xiàn)了對并網(wǎng)電流直流分量的有效抑制。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了PR與PI聯(lián)合控制方法可以實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)逆變器零直流注入，具有原理簡單、易于實(shí)現(xiàn)等特點(diǎn)，有一定工程應(yīng)用價值。