李 丹，俞萬能，鄭為民

(集美大學輪機工程學院，福建廈門361021)

0 引言

隨著太陽能光伏發(fā)電技術(shù)的發(fā)展和日趨完善，未來太陽能光伏發(fā)電是能源利用的一大趨勢.所謂光伏發(fā)電是利用光伏陣列將太陽能直接轉(zhuǎn)化成電能［1］，但由于太陽能光伏陣列發(fā)出的電能受太陽能光照強度和環(huán)境因數(shù)的影響較大，具有較強的隨機性、不穩(wěn)定性，以及間隙性大的特點，因此有必要在太陽能電池板和蓄電池之間插入一個DC-DC變換器以控制蓄電池充放電的穩(wěn)定性，延長蓄電池的壽命，保障系統(tǒng)的安全性和可靠性.

文獻［2-3］介紹了一種采用單片機進行控制的DC-DC變換器，可實現(xiàn)對電壓的變換.但此變換器沒有提出如何解決當太陽能電池端輸出電壓過壓、欠壓時對系統(tǒng)的安全性和穩(wěn)定性造成的影響，因此動態(tài)性能較差.文獻［4-6］設(shè)計了保護電路，有效地解決了太陽能電池端輸出電壓的過壓、欠壓問題，提高了系統(tǒng)的安全性，但是此變換裝置采用傳統(tǒng)的PID控制算法，此控制算法對系統(tǒng)參數(shù)變換而造成的系統(tǒng)控制性能惡化和適應(yīng)能力較差.文獻［7-8］對DC-DC變換器系統(tǒng)建立了數(shù)學模型，實現(xiàn)了動態(tài)和靜態(tài)特性計算與仿真，并針對DC-DC變換器的強非線性，時變性及不確定性的特點，提出了一種利用開關(guān)周期進行控制的控制策略.該控制策略對輸入的擾動具有較強的抑制能力，為DC-DC變換器的高效率、高可靠性、高安全性進行了積極的探索.但它沒有考慮到負載擾動的問題.文獻［9］采用滑模變結(jié)構(gòu)控制有效地抑制了系統(tǒng)輸入和輸出擾動的影響，而且還使系統(tǒng)具有較強的魯棒性，但是控制算法比較復雜，計算量較大，不易實現(xiàn)，目前該研究大部分只停留在理論仿真階段，實際應(yīng)用較少.且以上文獻多以小功率的DC-DC變換裝置為研究對象，而針對大功率的DC-DC變換器論述得不多.

為此，本文在文獻［10］基礎(chǔ)上設(shè)計了一臺額定功率為6 kW的DC-DC變換器裝置，以求解決這些問題.

1 DC-DC變換器主電路構(gòu)成

DC-DC變換器主電路分為隔離型和非隔離型兩大類.隔離型DC-DC變換器在主電路中加入了隔離變壓器，其電路結(jié)構(gòu)要比非隔離DC-DC變換器的復雜，而采用非隔離性的DC-DC變換器，不僅可以使輸入電壓升高，而且可以實現(xiàn)對最大功率點 (MPPT)的跟蹤，因此效率比隔離型的高.

1.1 Buck-Boost變換器主電路拓撲結(jié)構(gòu)

光伏電池是利用半導體材料的光生伏打效應(yīng)制成的，它的輸出特性隨外界溫度、輻射強度、負載等因素的變化而變化，其中外界溫度變化主要影響光伏電池的輸出電壓，輻射強度變化主要影響光伏電池的輸出電流［11］.為了滿足輸入電壓變化范圍大的要求，采用非隔離型的Buck-Boost拓撲結(jié)構(gòu)，將Buck電路和Boost電路進行級聯(lián)，并利用公共電感作為能量儲存載體 (如圖1所示).其中:U1為太陽能電池板輸出電壓;U2為儲電池電壓;Q1、Q2為開關(guān)管;VD1、VD2為續(xù)流二極管;iQ1、iQ2為流過開關(guān)管的電流;PWM(Pluse Width Modulation)為脈寬調(diào)制信號;C1、C2為電容，L為電感.

圖1 Buck-Boost變換器原理圖Fig.1 Buck-Boost converter schematic

工作過程可簡單看作由Buck電路和Boost電路反并聯(lián)組成，即在Buck的開關(guān)管Q1和二極管VD1兩端分別并聯(lián)二極管VD2和開關(guān)管Q2.當電路工作在Buck模式，能量從U1到U2，在0＜t＜Ton(開關(guān)管到導通時間)期間，開關(guān)管Q1導通，Q2關(guān)斷;Ton＜t＜T(開關(guān)管的工作周期T=Ton+Teff.Toff為開關(guān)管的關(guān)斷時間)期間，Q1關(guān)斷、Q2導通;當電路工作在Boost模式，能量從U2到U1，Ton＜t＜T期間，開關(guān)管Q2導通，Q1關(guān)斷;T＜t＜T+Ton期間，Q2關(guān)斷、Q1導通;開關(guān)管Q1和Q2采用互補的PWM工作，因此不會出現(xiàn)電流斷續(xù)情況.開關(guān)管互補的PWM驅(qū)動信號由DSP的PWM電路輸出.

1.2 主功率開關(guān)器件類型及工作頻率的選取

開關(guān)的工作頻率大小與磁性元件的體積有關(guān)，體積越大，頻率越高，但是開關(guān)頻率越高，功率器件發(fā)熱越厲害，會出現(xiàn)高頻顫抖現(xiàn)象，而且在每次開關(guān)過程中能量的損耗也會增加.因此，本實驗裝置采用三菱 (MITSUBISHI)公司型號為CM100TF-12H的IGBT(Insulectd Gate Bipolar Tansistor)，工作頻率定為20 kHz.其最大承受電流為300 A，最大耐壓值為2 500 V.

1.3 系統(tǒng)主電路參數(shù)計算

本文設(shè)計了一個額定功功率為6 kW的DC-DC變換器，其基本技術(shù)指標為:額定功率6 kW，蓄電池端電壓范圍為45～70 V，太陽能電池板端電壓范圍為110～150 V，開關(guān)管頻率為20 kHz.

1)儲能電感的容量計算

所有的開關(guān)電壓調(diào)整器都可以工作于連續(xù)導電模式CCM(Continuous Conduction Mode)和斷續(xù)電模式DCM(Discontinuous Conduction Mode)，這兩種工作方式與流過電感的電流有關(guān)，不同的工作特性可以影響電壓調(diào)整器的工作特性.直流變換器采用互補PWM，所以電路工作在CCM狀態(tài).

由于Buck和Boost共用同一主電路，電感電流始終連續(xù).電感值滿足［12］

其中:D為占空比;ΔIL為紋波電流，ΔIL=2×δ×IL=3 A，δ為電感電流的相對波動系數(shù)此處取0.2，IL為電感電流的平均值，測量值為7.5 A;f為開關(guān)管頻率;Uin為高壓側(cè)輸入電壓.

那么:占空比D=(U1-U2)/U1，

由于受太陽光照強度和蓄電池充放電影響，其端電壓會有波動.受端電壓波動的影響，占空比也會發(fā)生變化.

將 Dmin=0.4，Dmax=0.7，代入式 (1)得:Lmax=600 μH，Lmin=525 μH.

由于理論分析和實際應(yīng)用還是有差別，且電感工作于主回路上，在實際應(yīng)用時應(yīng)選取大于理論計算的值，所以儲能電感L為650 μH，

2)濾波電容的容量計算

為了使電路穩(wěn)定工作，輸出端需加一個電容器對輸出電壓濾波.濾波電容為:

其中:△U0為電壓脈動量，參照一般情況給定本系統(tǒng)的輸出電壓紋波系數(shù)指標為ΔU0=±2%U2.

將占空比Dmin=0.4，Dmax=0.7代入公式 (2)得到:Cmax=5.8 μF，Cmin=5 μF.

為了得到理想的紋波電壓和良好的瞬態(tài)響應(yīng)，輸出電容器要比理論計算出的數(shù)值大數(shù)倍，電容器電壓額定值、耐壓值至少應(yīng)比輸出電壓大1.5倍.因此，設(shè)計電路的輸出濾波電容C為1000 μF，耐壓值為300 V.

通過理論計算，初步對電容器的電壓值和電容值進行選取，儲能電感L為650 μH，輸出濾波電容C為1000 μF，耐壓值為300 V.

2 控制系統(tǒng)硬件設(shè)計

控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示.系統(tǒng)采用TI公司的TMS320C28X系列浮點DSP作為核心控制器.控制系統(tǒng)主要功能模塊包括:A/D轉(zhuǎn)換;移相觸發(fā)PWM;電壓、電流控制器;欠壓，過壓，過流保護;數(shù)據(jù)通信CAN;SCI鍵盤顯示等.該系統(tǒng)首先對輸入端和蓄電池端電壓、電流的信號進行采樣，通過電壓、電流傳感器 (電壓、電流傳感器選用北京森社電子有限公司生產(chǎn)的宇波模塊的CHB300ST和CHS-AD系列CHS-ADS/JHJ)和電壓、電流處理電路送到A/D轉(zhuǎn)換模塊，轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號并反饋到核心控制器DSP，經(jīng)過DSP內(nèi)部電壓電流控制器算法程序，調(diào)節(jié)DSP，產(chǎn)生控制信號的相位差和開關(guān)時間，從而對開關(guān)管的移相角進行控制，有效地調(diào)節(jié)輸入端和蓄電池端電壓電流波動，使輸入端和蓄電池端的電壓電流穩(wěn)定.

圖2 DC-DC變換器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 Structure diagram of the DC-DC converter control system

根據(jù)開關(guān)管驅(qū)動形式選擇MAST5-6C-U12型IGBT驅(qū)動板，該驅(qū)動板采用AST965芯片，能夠輸出6路驅(qū)動信號.DSP輸出的PWM控制信號送入驅(qū)動板，可實現(xiàn)控制6路驅(qū)動信號中任何一路信號的輸出.

此外控制系統(tǒng)還將欠電壓、過電壓、欠電流保護信號送給DSP的I/O口，并判斷故障類型.軟件保護信號通過邏輯與門電路連至保護引腳PDPINTA，一旦發(fā)生故障，保護功能會立刻關(guān)斷驅(qū)動電路的PWM輸出信號，起到保護主電路的作用.

3 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計

軟件所要實現(xiàn)的功能是雙向DC-DC變換器能夠根據(jù)兩端能量的需求自動切換充放電模式.當蓄電池端電壓≤45 V時，系統(tǒng)工作于充電模式，充電電壓恒定，等于76 V;當蓄電池端電壓≥68 V時，系統(tǒng)切換工作于放電模式，蓄電池端輸出電壓為63 V，經(jīng)過雙向DC-DC變換器后輸出電壓恒定為128 V.并通過對主功率開關(guān)管Q1、Q2占空比的控制實現(xiàn)充電、放電電壓的恒定.

3.1 電壓電流雙閉環(huán)系統(tǒng)

本文采用電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，均采用增量式PI控制調(diào)節(jié)器，控制框圖如圖3所示.其中，e1為電壓PI調(diào)節(jié)器的輸入值，即為給定參考值與反饋值的差值;e2為電流PI調(diào)節(jié)器的輸入值;Vef、Iref分別為電壓基準值和電流基準值;GIL(S)、GVL(S)分別為電流調(diào)節(jié)器和電壓調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù);KI為電流反饋系數(shù);KV為電壓反饋系數(shù);V0為輸出電壓.比例調(diào)節(jié)的作用是對偏差瞬間作出快速處理，一旦偏差產(chǎn)生，控制器立即產(chǎn)生控制，使控制量減少向偏差的方向變化.積分調(diào)節(jié)的作用是消除靜態(tài)誤差.同時采用積分和微分調(diào)節(jié)參數(shù)可使系統(tǒng)得到理想的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)響應(yīng).

圖3 電壓電流雙閉環(huán)控制框圖Fig.3 Block diagram of voltage and current double closed-loop control

內(nèi)環(huán)電流調(diào)節(jié)器的輸入?yún)⒖贾涤赏猸h(huán)電壓調(diào)節(jié)器的輸出提供，而電流調(diào)節(jié)器的輸出作為調(diào)制信號對主電路進行控制.

模擬PI控制的控制規(guī)律為:

欲采用數(shù)字PI控制，須對其進行離散化，離散化后的PI控制算法為:

其中:k為采樣序號，k=0，1，2…;u(k)為第k次采樣時刻的輸出值;e(k)為第k次采樣時刻的輸入值;Kp是比例系數(shù);KI為積分系數(shù)，KI=KPT/Ti;T表示采樣周期;Ti為積分時間常數(shù).

所謂增量式PI控制算法是指數(shù)字控制器的輸出只是控制量的增量Δu(k)，由式 (6)可導出提供增量的PI控制算法表達式.根據(jù)遞推原理有:

用式 (6)減式 (7)，可得:

關(guān)于PI參數(shù)的整定本文采用臨界比例法［13］，這樣能快速找到合適的控制器參數(shù).

3.2 DSP死區(qū)時間的設(shè)定

為了實現(xiàn)能量的雙向自由流動，開關(guān)管Q1和Q2采用互補的PWM工作，即Q1導通時Q2截止，Q2導通時Q1截止.雖然互補的PWM不會出現(xiàn)斷流工作，但為了防止兩只開關(guān)管Q1和Q2同時導通，兩者之間應(yīng)設(shè)置合適的死區(qū)時間td，即Q1關(guān)斷后經(jīng)td時間后才允許Q2導通.反之Q2關(guān)斷后經(jīng)td時間后才允許Q1導通.

死區(qū)時間td取決于開關(guān)管的類型和驅(qū)動部件的反應(yīng)時間.本文選用三菱 (MITSUBISHI)公司型號為CM100TF-12H的IGBT，集電極-發(fā)射極電壓VCE=300 V、集電極電流IC=200 A，門極-發(fā)射極電壓VGE=-15～+15 V、發(fā)射極電流IE=100 A，開啟延遲時間ton=0.6～1.2 μs，上升時間tr=0.2～0.6 μs，關(guān)斷延遲時間toff=0.6～1 μs，下降時間tf=0.2～0.35 μs. 因此開關(guān)管的最小死區(qū)時間為3.15 μs.本程序設(shè)定為5 μs.

4 實驗結(jié)果及分析

圖4為DC-DC變換器工作在Buck模式下的實驗波形.CH1為太陽能光伏陣列輸出電壓，CH2為DC-DC變換器輸出電壓，CH3為開關(guān)管Q1的驅(qū)動信號，由圖4可以看出當太陽能光伏陣列輸出電壓為114 V，經(jīng)過DC-DC變換器，輸出電壓為76 V，小于太陽能光伏陣列輸出電壓，所以該Buck和Boost組成的DC-DC變換器工作在Buck模式下.

圖5為DC-DC變換器工作在Boost模式下的實驗波形，CH1為蓄電池輸出電壓，CH2為DCDC變換器輸出電壓，CH3為開關(guān)管Q2的驅(qū)動信號，由圖5可以看出蓄電池輸出電壓為63 V，經(jīng)過DC-DC變換器，輸出電壓為128 V，大于蓄電池端輸出電壓，所以該Buck和Boost組成的DC-DC變換器工作在Boost模式下.

圖4 Buck模式下DC-DC變換器輸入輸出波形Fig.4 Input and output waveform of the DC-DC converter under Buck mode

圖5 Boost模式下DC-DC變換器輸入輸出波形Fig.5 Input and output waveform of the DC-DC converter under Boost mode

5 結(jié)論

實驗結(jié)果表明，本文所設(shè)計的大功率DC-DC變換器輸入電壓范圍廣，具有較強的可調(diào)節(jié)能力，并且系統(tǒng)具有良好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)特性.與傳統(tǒng)的DC-DC變換器相比較，系統(tǒng)采用高速、高性能的DSP作為核心控制器，并采用控制算法的雙閉環(huán)PI調(diào)節(jié)器，在實現(xiàn)系統(tǒng)快速、靈活的同時增加了安全可靠性.當系統(tǒng)工作在Buck模式和Boost模式時，輸出電壓平穩(wěn)，脈動較小.通過實驗驗證該DC-DC雙向變換器適用于獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)，具有良好的應(yīng)用前景.

［1］王長貴，王斯成.太陽能光伏發(fā)電實用技術(shù)［M］.2版.北京:化學工業(yè)出版社，2009.

［2］劉勝，屈陽，杜春洋.DC-DC電力變換器設(shè)計與實現(xiàn) ［J］.宇航計測技術(shù)，2011，31(5):41-43.

［3］趙劍峰，嵇保健.DC-DC變換器數(shù)字控制方法研究［J］.電力電子技術(shù)，2010，44(4):29-31.

［4］張曉峰，呂征宇.混合動力車全數(shù)字電流控制型雙向DC-DC變換器 ［J］.電工技術(shù)學報，2009，24(8):84-89.

［5］李少林，王宜志，李志斌.基于鋰電池化成的新型雙向DC-DC拓撲結(jié)構(gòu)研究與建模 ［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)，2011，34(10):142-144.

［6］李立，文剛.多電池儲能系統(tǒng)雙向DC-DC變換器的研究 ［J］.電力系統(tǒng)保護與控制，2011，39(3):90-94.

［7］張淼，孫玉坤，費德成.基于 HEV雙向 DC-DC變換器的研究與設(shè)計 ［J］.電子設(shè)計，2010，26(1/2):154-156.

［8］柳玉秀，許峰，徐殿國.PWM型DC-DC變換器非線性控制策略的研究 ［J］.電工技術(shù)雜志，2008，34(10):34-36.

［9］張曉峰，呂征宇.混合動力車用全數(shù)字電流控制型雙向DC/DC變換器［J］.電工技術(shù)學報，2009，24(8):84-89.

［10］杭麗君，姚文熙，呂征宇.增量式數(shù)字PI環(huán)在雙向DC-DC變換器中的應(yīng)用 ［J］.電力電子技術(shù)，2010，38(6):41-44.

［11］張興，曹仁賢.太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電及其逆變控制［M］.北京:機械工業(yè)出版社，2011.

［12］ MAITI D，MONDAL N，BISWAS S K.Optimization of a bi-directional hybrid current-fed-voltage-fed converter link［C］ //2010 Joint International Conference on Power Electronics，Lolation New Delhi:Drives and Energy Systems，2010:1-9.

［13］孫向東，張琦，吳迎豐，等.一種用于光伏發(fā)電系統(tǒng)的Buck和Boost組合變換器研究 ［J］.西安理工大學學報，2011，27(1):12-17.