賈田穎，詹潤澤，董承遠

(上海交通大學電子信息與電氣工程學院 電子工程系，上海 200240)

1 引 言

有機發(fā)光二極管(OLED)具有自發(fā)光、亮度高、對比度高、超薄、低成本、低功耗、視角寬、工作溫度范圍廣等優(yōu)點，因而成為當前顯示器研究的熱點。OLED 顯示器按照驅(qū)動方式可分為有源驅(qū)動和無源驅(qū)動，其中，有源矩陣有機發(fā)光顯示(AMOLED)將成為OLED 的主流。在AMOLED 面板中，每個像素都有自己獨立的TFT 驅(qū)動電路對像素進行控制和供電［1-2］。為了使OLED 顯示器獲得更高的分辨率、更大的尺寸以及更快的響應速度，更高性能的TFT 器件有待開發(fā)。傳統(tǒng)的非晶硅薄膜晶體管(a-Si TFT)的一些缺陷限制了它的進一步發(fā)展，因此人們將目光投向了新型半導體材料。其中，非晶銦鎵鋅氧化物(a-IGZO)因具有高遷移率、完全透明、均一性好、響應速度快等優(yōu)點有望為AMOLED 提供性能更好的驅(qū)動功能［3-4］。

盡管a-IGZO TFT 非常適合構成AMOLED 的像素電路，但仍有許多技術難題亟待解決［5］。雖然a-IGZO TFT 的穩(wěn)定特性優(yōu)于a-Si TFT，但在偏置電壓的長期作用下，a-IGZO TFT 的閾值電壓仍會發(fā)生明顯的漂移現(xiàn)象，從而影響OLED 器件的發(fā)光性能［6］。本文采用數(shù)值仿真的方法深入探討了a-IGZO TFT 的閾值電壓變化對2T1C 和3T1C 像素電路性能的影響，對上面兩種電路進行了比較并討論了進一步改善電路特性的技術方案。

2 實 驗

2.1 a-IGZO TFT 的基本電學特性

本研究采用一種雙層有源層結構的a-IGZO TFT 器件(器件結構見圖1(a)，具體制備工藝見文獻［7］)作為研究對象，通過探針臺和半導體參數(shù)測試儀(Keithley 4200)測量了TFT 器件的基本電學特性。圖1 是a-IGZO TFT 的轉(zhuǎn)移(Ids-Vgs)和輸出(Ids-Vds)特性曲線。根據(jù)實驗數(shù)據(jù)提取了a-IGZO TFT 器件的性能參數(shù)(具體提取方法見文獻［7］)，器件的場效應遷移率為4.7 cm2·V－1·s－1，亞閾值擺幅為0.69 V/dec，閾值電壓為2.82 V，開關比達到106以上。結果表明，我們制備的a-IGZO TFT 具有良好的電學特性，能夠滿足AMOLED 像素電路對TFT 特性的基本要求［8-9］。

圖1 a-IGZO TFT 的基本特性曲線。(a)轉(zhuǎn)移曲線(Ids-Vgs);(b)輸出曲線(Ids-Vds)。Fig.1 Electrical characteristics of a-IGZO TFT.(a)transfer curve (Ids-Vgs).(b)output curve (Ids-Vds).

2.2 a-IGZO TFT 的電學穩(wěn)定性

圖2 (a)在直流正向偏壓應力(Vgs=20 V，Vds=0 V)測試下，a-IGZO TFT 隨時間變化的轉(zhuǎn)移特性曲線(Vds=10 V);(b)閾值電壓隨應力測試時間的變化曲線。Fig.2 (a)Transfer curves at Vds=10 V for a-IGZO TFT as a function of duration time during positive bias stress (Vgs=20 V，Vds=0 V).(b)Threshold voltage (Vth)shifts as a function of stress time.

TFT 器件閾值電壓的穩(wěn)定性是影響AMOLED像素電路穩(wěn)定性的關鍵因素［10］。本研究采用直流柵極偏壓應力(DC positive gate bias stress)測試方法研究了a-IGZO TFT 器件的穩(wěn)定性，測量結果如圖2(a)所示。結果表明，Ids-Vgs曲線向右漂移，器件的閾值電壓增大，但場效應遷移率和亞閾值擺幅基本不變。參考文獻［11］采用的方法，我們對閾值電壓隨測試時間變化的關系曲線進行了擬合，具體結果如圖2(b)所示，實驗中測得的閾值電壓變化量ΔVth滿足以下方程:

其中電壓偏置時間t 采用s 為單位。

2.3 a-IGZO TFT 仿真模型的建立

目前在所有Spice 軟件中都還沒有a-IGZO TFT 的器件模型，所以在仿真研究中我們采用a-Si TFT 的RPI 模型加以替代。根據(jù)a-IGZO TFT 的轉(zhuǎn)移和輸出特性曲線，我們利用AIM-Extract 軟件提取了器件參數(shù)。具體提取過程如下:將漏極電流(Ids)隨漏極電壓(Vds)變化的數(shù)據(jù)(Ids-Vds)、漏極電流隨柵極電壓(Vgs)的變化數(shù)據(jù)(Ids-Vgs)導入AIM-Extract，設定器件的物理尺寸、導帶遷移率等參數(shù)，進行擬合得到了a-IGZO TFT 的各項參數(shù)，實際導出的SPICE 模型語句如下:

3 仿真及分析

3.1 2T1C 和3T1C 像素電路

本文對基于a-IGZO TFT 的2T1C 和3T1C 像素電路的穩(wěn)定性進行了仿真研究，具體像素電路結構如圖3 所示。在這兩種電路中，T1是開關TFT，負責控制像素是否選通。當控制信號Vselect為ON 狀態(tài)時，T1導通，數(shù)據(jù)電壓Vdata為儲存電容Cst充電，同時，2T1C 電路中的T2和3T1C 電路中的T3作為驅(qū)動TFT 使OLED 通電發(fā)光:當Vselect處于OFF 狀態(tài)時，Cst維持驅(qū)動TFT 的柵極電壓，保證OLED 能持續(xù)發(fā)光并且發(fā)光亮度不發(fā)生太大的變化。

本文所研究的3T1C 像素電路由Kim 和Kanicki在2002年提出［9］。在這個電路中，有源電阻(Active resistor)T2代表了電流補償電路。它的柵極和漏極連接在一起，所以一直工作在飽和區(qū)。工作電流決定了有源電阻上的壓降。當電路由于某種原因，比如驅(qū)動TFT 的閾值電壓增大或者OLED 的啟動電壓增大時，若經(jīng)過有源電阻的電流減小，那么它之上的壓降也隨之減小。這將允許一個高電流回流OLED 像素，從而對驅(qū)動TFT 和OLED 的變化進行一定程度的補償。

圖3 (a)2T1C 像素電路;(b)3T1C 像素電路。Fig.3 (a)2T1C pixel circuit.(b)3T1C pixel circuit.

3.2 像素電路穩(wěn)定性的仿真研究

研究結果表明，當電壓偏置時間增長時，a-IGZO TFT 的閾值電壓會發(fā)生漂移。利用前面得到的a-IGZO TFT 參數(shù)，建立SPICE 模型并使用SmartSpice 軟件對2T1C 和3T1C 像素電路進行仿真。通過修改TFT 模型中的VTO 參數(shù)，可以改變每個TFT 的閾值電壓，從而可以模擬出電壓偏置時間增長時電路的具體表現(xiàn)，并獲得流過OLED的電流的變化結果。由于在一幀周期內(nèi)的未選通期間，T1的漏電流會導致Cst儲存的電荷逐漸減少，從而使得驅(qū)動TFT 的柵極電壓降低，所以像素電流并不是恒定的，而是會隨之慢慢降低。為了方便對電流大小進行討論，采用均方根電流來表示一幀周期內(nèi)的像素電流，記作Irms。

利用方程(1)，每隔30 min 取一個點，計算Vth值，時間范圍為3 h。將這些Vth代入TFT 模型中進行仿真，得到在不同數(shù)據(jù)電壓下OLED 均方根電流的變化情況，結果如圖4 所示。圖4(a)、(b)分別是在不同數(shù)據(jù)電壓Vdata下2T1C 和3T1C像素電路中，電流Irms隨電壓偏置時間的變化曲線?？梢园l(fā)現(xiàn)，隨著電壓偏置時間的延長，各TFT的閾值電壓發(fā)生變化導致Irms發(fā)生相應改變。從仿真結果可以看出Irms在逐漸減小，減小的幅度很明顯。當通電時間達到3 h 時，2T1C 的Irms不及初始值的1/2(38%～42%)，3T1C 的Irms稍微穩(wěn)定一些(39%～52%)。圖4(c)選取了初始電流為4 μA 的兩組Irms進行比較。從圖中可以看出，3T1C 像素電路中的Irms變化幅度比2T1C 略小，這是由于有源電阻對閾值電壓的漂移起到了一定補償作用。

圖4 (a)2T1C 像素電路的電流隨時間的變化;(b)3T1C 像素電路的電流隨時間的變化;(c)初始電流為4 μA 時，兩個電路的穩(wěn)定特性比較。Fig.4 (a)Irmsvs.t of 2T1C.(b)Irmsvs.t of 3T1C.(c)comparison of the two circuits when the original current was 4 μA.

3.3 3T1C 像素電路穩(wěn)定性的改善

實驗結果說明，3T1C 的有源電阻確實對閾值電壓的漂移能夠起到部分的補償作用，但效果仍不夠好，OLED 電流的變化幅度仍較大。我們通過研究發(fā)現(xiàn)調(diào)整有源電阻T2的寬長比(W/L)，即改變它的阻值大小，可以增強它對閾值電壓變化的補償能力。

本文選取了5 組不同的寬長比:4 μm/24 μm，4 μm/12 μm，4 μm/4 μm，12 μm/4 μm，24 μm/4 μm，進行仿真實驗，得到了電流變化量與T2寬長比的關系，如圖5 所示。

圖5 3T1C 像素電路在不同T2寬長比情況下的OLED 均方根電流隨電壓偏置時間的變化關系Fig.5 The dependence of stress on Irmsin 3T1C circuit with various T2W/L values

從圖5 可以看出，當有源電阻T2的寬長比越小，即阻值越大時，OLED 均方根電流的衰減越小，對閾值電壓漂移的補償效果越好。但是T2的寬長比過小時，會出現(xiàn)窄溝道效應，從而使導致閾值電壓增大。所以T2的寬長比不能無限制地縮小，因而這種改善方法在效果上存在一定極限。另一方面，從目前的實驗和仿真結果來看，OLED均方根電流的衰減仍然較大，器件和電路的穩(wěn)定特性仍有待進一步改進。

4 結 論

利用從實際制備的a-IGZO TFT 器件提取的參數(shù)建立了SPICE 模型，對2T1C 和3T1C 兩種結構的OLED 像素電路的穩(wěn)定性進行了仿真研究，得到了像素均方根電流隨電壓偏置時間的變化規(guī)律，并對兩種電路的穩(wěn)定性進行了比較。結果表明，3T1C 電路對閾值電壓偏移確實存在一定的補償效果。此外，還探討了3T1C 像素電路對閾值電壓的補償效果的優(yōu)化方法。

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