蔣 贏 ，張 希 ，胡 鵬 ，張海燕

（1.上海電機學(xué)院 電氣學(xué)院，上海 200240；2.中國船舶重工集團 第704研究所，上海 200030）

0 引言

為了盡量提高太陽能電池板的效率，滿足設(shè)計靈活等要求，模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)得到了越來越多的重視，這也是光伏發(fā)電系統(tǒng)［1-5］的發(fā)展趨勢。在模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)中，每塊太陽能電池板都配備有光伏變換器以直接輸出滿足負(fù)載需求的交流電，系統(tǒng)中的太陽能電池板并入和撤離系統(tǒng)比較容易，能夠?qū)崿F(xiàn)即插即用，系統(tǒng)設(shè)計靈活。由于模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)中單塊太陽能電池板輸出電壓等級低，因此，光伏變換器要具備升壓和逆變2個功能，即光伏變換器的DC/DC級進行升壓，DC/AC級輸出交流電。

移相全橋電路［6-11］是應(yīng)用較多的DC/DC變換器，其效率高，結(jié)構(gòu)簡單，但存在占空比丟失問題。為此文獻［12-14］提出了一些改進方法，但均增加了開關(guān)管等輔助電路，結(jié)構(gòu)相對復(fù)雜，系統(tǒng)穩(wěn)定性下降，且增加了控制方法的復(fù)雜度，具體實現(xiàn)起來難度大，也增加了控制成本。

本文提出將耦合電感引入到變換器的DC/DC級移相全橋電路的倍壓整流側(cè)，結(jié)構(gòu)簡單，無需額外的輔助電路，主要實現(xiàn)以下功能：第一，減少占空比丟失，在DC/DC級移相全橋電路中導(dǎo)致占空比消失的原邊循環(huán)電流期間，通過耦合電感間的耦合作用，即互感的引入，降低環(huán)流期間的電感量，消減導(dǎo)致占空比丟失的循環(huán)電流，進而減少占空比丟失以及由于占空比丟失所造成的輸出波形失真；第二，保證濾波質(zhì)量，在消除了由于占空比丟失所造成的輸出波形失真的同時，耦合電感僅在導(dǎo)致占空比消失的環(huán)流期間降低電感量，而在其他工作模態(tài)依然保持耦合前的電感量，進而保證濾波效果；第三，實現(xiàn)DC/DC級移相全橋電路的軟開關(guān)，即通過移相的方式，使開關(guān)管的反并聯(lián)二極管續(xù)流，實現(xiàn)超前臂零電壓開關(guān)。

本文在光伏變換器的DC/DC級采用移相全橋電路，并采用倍壓整流電路以提高升壓比，最終DC/DC級輸出經(jīng)SPWM環(huán)節(jié)調(diào)制的工頻正弦半波電壓。因此，DC/AC級只需工頻逆變橋?qū)φ野氩ㄟM行翻轉(zhuǎn)即可輸出交流電，由于逆變橋工作在工頻，控制簡單且開關(guān)損耗很小可忽略不計，進而可提高整體變換器的效率。本文分析了引入耦合電感的變換器工作原理，包括耦合電感分析以及引入耦合電感后的DC/DC級移相全橋電路的開關(guān)模態(tài)分析及DC/AC級工作原理分析；重點分析了耦合電感減少占空比丟失的原理；最后通過實驗樣機進行實驗驗證。

1 基于耦合電感的光伏變換器工作原理

圖1 模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Configuration of modular PV system

圖1為模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，太陽能電池板具備儲能環(huán)節(jié)，經(jīng)最大功率點跟蹤電路后給蓄電池充電，再經(jīng)變換器升壓和逆變，最終輸出交流電給負(fù)載。本文所研究的變換器主要是從蓄電池的43～53 V DC到負(fù)載端220 V AC的部分。

圖2為基于耦合電感的模塊型光伏變換器，分析工作原理前作如下假設(shè)：

a.Uin表示太陽能電池板經(jīng)蓄電池輸出的電壓；

b.開關(guān)管VT1—VT4和VQ1—VQ4為理想開關(guān)管，VD1—VD4和C1—C4為VT1—VT4的寄生二極管和電容；

c.變壓器為理想變壓器，n為匝比，且UP/US=iS/iP=n，其中 UP和 US為原、副邊電壓，iP和 iS為原、副邊電流；

d.電感Lf1和Lf2繞在一個磁芯上為耦合電感，ULf1和ULf2分別為Lf1和Lf2上的電壓；

e.二極管 VDr1、VDr2和電容 Cr1、Cr2構(gòu)成倍壓整流電路，電容 Cr1、Cr2上的電壓為 UCr1、UCr2，倍壓整流輸出電壓為UDC，且UDC=UCr1+UCr2，進而達到倍壓的效果，且 Cr1=Cr2，UCr1=UCr2=UDC/2；

f.輸出交流電壓為Uo。

圖2 基于耦合電感的全橋光伏變換器Fig.2 Full-bridge PV converter with coupled inductors

1.1 耦合電感

圖3（a）為耦合電感的磁芯結(jié)構(gòu)，電感Lf1和Lf2繞在EI磁芯的2個側(cè)柱上，R1、R2和Rc為左右2個磁柱和中柱的磁阻，NLf1和NLf2為電感Lf1和Lf2的匝數(shù)，ΦLf1和ΦLf2為電感Lf1和Lf2繞組產(chǎn)生的磁通，且ΦLf1和ΦLf2是相互增強的。根據(jù)圖3（b）所示的耦合電感的磁路圖，ΦLf1和ΦLf2可表示為：

圖3 耦合電感的磁芯結(jié)構(gòu)Fig.3 Structure of magnetic core of coupled inductor

進而，耦合電感電壓ULf1和ULf2可表示為：

將式（1）代入式（2），即可得到耦合電感的表達式：

其中，M為互感，可通過調(diào)整中柱的氣隙，即調(diào)節(jié)Rc來調(diào)整互感的大小。

1.2 基于耦合電感的DC/DC級工作模態(tài)分析

圖4 為 DC/DC 級的高頻工作波形，其中，UVT1，GS—UVT4，GS為開關(guān)管 VT1—VT4的驅(qū)動信號，T=t5-t0，T 為半個工作周期，DshiftT=t1-t0，Dshift為正弦半波調(diào)制占空比。

圖4 DC/DC級的高頻工作波形Fig.4 High-frequency operational waveforms of DC/DC stage

在每個周期中，基于耦合電感的DC/DC級移相全橋電路共有6個開關(guān)模態(tài)，根據(jù)耦合電感的表達式（3），可作如下工作模態(tài)分析。

a.開關(guān)模態(tài) 1［t0，t1）。從 t0到 t1，VT1和 VT4同時開通，變壓器原邊電壓為Uin，副邊電壓為Uin/n。VDr1導(dǎo)通，副邊電感Lf1開始儲能，電感電流 iLf1（t）給Cr1充電，VDr2截止，iLf2（t）=0，iLf1（t）=iS（t）。耦合電感 Lf1上的電壓ULf1可表示為：

因 iLf2（t）=0，根據(jù)式（5）原邊電流 iP（t）可得：

b.開關(guān)模態(tài) 2［t1，t2）。在 t1時刻，VT1關(guān)斷，VT4仍然開通，iP（t）通過 VD3和 C3進行續(xù)流，由于 C3電容值較小，放電較快，最終此模態(tài)通過VD3續(xù)流，因此t1到t2期間開通VT3，可實現(xiàn)VT3的零電壓開通。由于VD3導(dǎo)通，變壓器原邊電壓被箝位為零，進而副邊電壓為零。電感電流 iLf1（t）續(xù)流，VDr1導(dǎo)通，iLf1（t）給 Cr1通電，VDr2截止，iLf2（t）=0。耦合電感 Lf1上的電壓 ULf1和原邊電流 iP（t）可表示為：

c.開關(guān)模態(tài) 3［t2，t3）。在 t2時刻，VT4關(guān)斷，原邊電流 iP（t）由開關(guān)管 VT2的反并聯(lián)二極管 VD2，以及VT3的反并聯(lián)二極管VD3構(gòu)成閉合回路。因此，此段時間內(nèi)不管是否開通VT2，電流經(jīng)VT2和VT3的反并聯(lián)二極管逆向流經(jīng)電源形成閉合回路，所以電源的輸出電流無法通過VT2和VT3向負(fù)載正向傳遞能量，造成占空比丟失。因原邊電流通過二極管逆向流經(jīng)電源，所以原邊電壓為 -Uin，副邊電壓為 -Uin/n，VDr1因iLf1（t）續(xù)流導(dǎo)通，VDr2因變壓器副邊電壓極性翻轉(zhuǎn)而導(dǎo)通。耦合電感Lf1和Lf2上的電壓、電流以及原邊電流 iP（t）可表示為：

d.開關(guān)模態(tài) 4［t3，t4）。在 t3時刻，iLf1（t）=iLf2（t），iP（t）降到零，iLf1（t）和 iLf2（t）繼續(xù)續(xù)流給 Cr1和 Cr2充電，且ULf1+ULf2=UCr1+UCr2=UDC。耦合電感電壓和電流可表示為：

e.開關(guān)模態(tài) 5［t4，t5）。從 t4時刻起，iLf1（t）和 iLf2（t）降到零，電感儲能釋放完畢。

f.開關(guān)模態(tài) 6［t5，t6）。從 t5時刻起，下半周期開始，工作模態(tài)6和開關(guān)模態(tài)1分析相似。

1.3 DC/AC級工作原理

圖4所示的DC/DC級高頻工作波形中只給出了某一個移相區(qū)間的工作波形。為使倍壓整流側(cè)輸出正弦半波，占空比Dshift按照正弦半波規(guī)律進行調(diào)制，即通過移相的方式使VT1和VT4以及VT2和VT3的重合區(qū)間按照正弦半波規(guī)律變化，如圖5所示。圖中，①、②、③、④分別代表 UVT1，GS、UVT2，GS、UVT3，GS、UVT4，GS；ΔT=DshiftT。最終，Dshift經(jīng)正弦半波SPWM移相調(diào)制，使倍壓整流側(cè)的2個電容電壓UCr1和UCr2為正弦半波，因為UDC=UCr1+UCr2，則UDC為正弦半波倍壓。

圖5 正弦半波移相調(diào)制Fig.5 Sinusoidal semiwave phase-shift modulation

DC/DC級輸出的工頻半波正弦電壓UDC經(jīng)工頻逆變橋VQ1—VQ4產(chǎn)生交流電Uo，如圖6所示，即：

圖6 DC/AC級工頻工作波形Fig.6 Line-frequency operational waveforms of DC/AC stage

由于逆變橋工作在工頻，且在過零點進行切換，開關(guān)損耗可忽略不計，控制方式簡單可靠，控制成本低。

2 耦合電感對變換器電氣性能的影響

耦合電感主要有2個功能：一是保持耦合前的濾波效果；二是減少了占空比丟失現(xiàn)象。

電感耦合后，在t0到t2期間，電感Lf1上的電壓表達式為：

此段時間電源向負(fù)載傳遞能量，電感主要完成濾波功能，由于這段期間內(nèi) iLf2（t）=0，進而 MdiLf2/dt=0，互感M對電感Lf1上電流變化量不產(chǎn)生影響，自感保持為耦合前的自感Lf1，即耦合后不影響濾波效果。且在t1到t2期間，由于開關(guān)管VT3的反并聯(lián)二極管續(xù)流可實現(xiàn)零電壓開通。

t2時刻后，電感耦合前后原邊電流對比波形如圖7所示。圖7（a）為電感耦合前的原邊電流波形，其電流表達式為：

圖7 利用耦合電感減少占空比丟失的原理波形Fig．7 Schematic waveforms of reducing duty cycle loss by coupled inductors

在t5時刻，VT2開通，則要求電源向負(fù)載傳遞能量，但此時由于原邊電流還沒降為零，依然在通過VT2的反并聯(lián)二極管續(xù)流，無法使電源向負(fù)載正向傳遞能量，造成占空比丟失，需等到原邊電流降為零才能向負(fù)載正向傳遞能量，即在t5到t′5期間，占空比丟失。由于占空比Dshift是按照正弦半波進行調(diào)制的，而一旦占空比丟失將直接導(dǎo)致正弦半波波形失真，影響最終交流輸出的電能質(zhì)量。

為減少占空比丟失所造成的波形失真，應(yīng)使開關(guān)管VT2開通前，其反并聯(lián)二極管中的電流釋放完畢，即原邊電流降到零，從而保證只要VT2開通，電源就正向向負(fù)載傳遞能量，完成正弦半波調(diào)制作用。

本文提出的耦合電感，能在t2時刻后，通過互感的引入，降低等效電感量，從而使原邊電流快速下降，進而消除占空比丟失現(xiàn)象，如圖7（b）所示。t2時刻后，電感耦合后的原邊電流表達式為式（12），通過對比式（12）和耦合前電流表達式（17）可知，耦合前的電感Lf1和Lf2在耦合后其等效電感變?yōu)槭剑?2）等式右側(cè)分母中的（Lf1Lf2-M2）/（Lf2+M）和（Lf1Lf2-M2）÷（Lf1+M）。由于互感M的引入，Lf1Lf2-M2變小，進而等效電感量減少，使iP（t）快速下降，從而減少占空比丟失。如果電感間的耦合為緊耦合，即時，等效電感量理論上可為零。

綜上，耦合電感能快速降低導(dǎo)致占空比丟失的原邊循環(huán)電流，而在其他時段，電感量不降低，保持濾波效果。而耦合電感的選取可先確定最基本的濾波電感 Lf1和 Lf2，通過式（4）可知，由于自感 Lf1和 Lf2的確定，互感主要通過調(diào)整中柱的氣隙，即調(diào)節(jié)Rc來確定互感的大小。

3 實驗結(jié)果

實驗參數(shù)為：太陽能電池板經(jīng)蓄電池輸出為43～53 V，功率為120 W，變換器輸出電壓為220 V AC，阻性負(fù)載，負(fù)載電流為0.5 A，變壓器原副邊匝比為1∶4.5，耦合電感 Lf1=Lf2=180 μH，互感 M=60 μH，Cr1=Cr2=0.47 μF，Dshift的最大值為 0.75，DC/DC 級的開關(guān)頻率為 50 kHz，DC/AC級的開關(guān)頻率為 50 Hz。在DC/DC級，Dshift按照正弦半波規(guī)律進行控制。

為對比驗證耦合電感對變換器電氣性能的影響，先在濾波電感沒有耦合的情況下，測試了變換器的工作波形，如圖8所示。圖8（a）為Dshift=0.75時變壓器原邊電流iP波形和原邊電壓UP波形，在Dshift較大時，原邊電流iP較大，滯后管的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通造成占空比丟失，此段時間電源無法正向向負(fù)載傳遞能量，Dshift失去其調(diào)制作用。圖8（b）為Dshift在從0到0.75期間按正弦半波規(guī)律進行調(diào)制時倍壓整流電路電容電壓UCr1和UCr2的波形。因為在Dshift較大時，占空比丟失，其實際起作用的Dshift為恒定的占空比，Dshift失去其正弦半波調(diào)制作用，所以正弦半波的波形在峰值時接近平頂波，造成失真。

電感耦合后，能減少占空比丟失，并保證濾波效果和交流輸出波形質(zhì)量。圖9為電感耦合后，在Dshift的最大值為0.75時DC/DC級的高頻工作波形。圖9（a）為原邊電流iP波形和變壓器原邊電壓UP波形，可見在最大占空比時，原邊電流快速下降，減少了占空比的丟失。圖9（b）為電感電流iLf1和iLf2的波形，圖9（c）為倍壓整流電路電容電壓UCr1和UCr2的波形，經(jīng)iLf1和iLf2充電后，UCr1和 UCr2的紋波較小，且由于UCr1和UCr2的波形是交互的，即一個上升，另一個則下降，進而可以保證UDC（UDC=UCr1+UCr2）的紋波小于UCr1和 UCr2，減少諧波。

圖8 占空比丟失時的工作波形Fig.8 Operational waveforms of duty cycle loss

圖9 DC/DC級高頻工作波形Fig.9 High-frequency operational waveforms of DC/DC stage

圖10為工頻50 Hz的工作波形。圖10（a）為工頻時倍壓整流電路電容電壓UCr1和UCr2的波形，可見經(jīng)Dshift按照正弦半波規(guī)律調(diào)制后，UCr1和UCr2均輸出正弦半波電壓，并保證UDC（UDC=UCr1+UCr2）達到倍壓的效果，提高升壓比。圖10（b）為輸出電壓Uo和電流Io的波形，半波正弦電壓經(jīng)DC/AC級逆變橋翻轉(zhuǎn)，輸出交流電。由圖可見，該波形畸變小，諧波低，輸出效果好。經(jīng)PM3000A電力分析儀測試，THD值為4.5%，且額定負(fù)載下，效率η為88%，如圖11所示。

圖10 工頻工作波形Fig.10 Line-frequency operational waveforms

圖11 變換器效率Fig.11 Efficiency of converter

4 結(jié)語

本文提出了一種基于耦合電感的全橋單相光伏變換器。該變換器將耦合電感引入到變換器的DC/DC級移相全橋電路的倍壓整流側(cè)，在保證輸出波形質(zhì)量的前提下，通過電感間的耦合作用快速消減原邊循環(huán)電流來減少占空比丟失，還實現(xiàn)移相全橋電路超前管零電壓開通。變換器經(jīng)倍壓整流電路倍壓和濾波后輸出工頻正弦半波電壓，再經(jīng)工頻逆變橋輸出交流電。最后經(jīng)120 W實驗樣機驗證，系統(tǒng)效率達到88%，THD值小于5%，結(jié)構(gòu)緊湊，適用于單相光伏發(fā)電系統(tǒng)以及燃料電池等分布式發(fā)電系統(tǒng)和微網(wǎng)中的逆變電源系統(tǒng)。