郭殿林

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院，哈爾濱 150022)

隨著光伏發(fā)電技術的迅猛發(fā)展，光伏電源正在由獨立運行向并網發(fā)電的方向發(fā)展[1]。針對單級式光伏發(fā)電技術控制目標多，容易相互沖突，難以兼顧的缺點，兩級式光伏并網拓撲結構得到了廣泛的應用，成為當前光伏并網系統(tǒng)的標準應用形式之一[2]。其直流鏈逆變器是一種采用高頻 DC－DC變換器將光伏陣列模塊產生的電壓放大，然后通過DC－AC逆變器將DC－DC變換器產生的直流電流轉換成正弦交流電流注入電網的逆變器?？紤]系統(tǒng)的成本、效率及可靠性等因素，筆者提出采用改進型雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器作為兩級式光伏并網拓撲結構中的直流鏈變換器，單相全橋為單相逆變器，輸出采用LC濾波的系統(tǒng)結構。

1 工作原理

系統(tǒng)DC－DC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過二極管D1和D2或D3和D4向電源回饋能量，實現(xiàn)鐵芯磁復位，電路結構簡單;并且主功率管關斷期間只承受電源電壓，在同樣開關頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積;并聯(lián)結構可以使每個并聯(lián)支路流過更小功率的電流，提高了系統(tǒng)的可靠性。采用F2812作為直流變換器直流電壓變換和功率跟蹤控制的核心，通過采集光伏陣列輸出的電壓和電流，按照最大功率點跟蹤的算法，實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定。其原理如圖1所示。

圖1 交錯并聯(lián)雙管正激拓撲原理Fig.1 Interleaving two-transistor forward topology

圖1所示為具有LC無損吸收電路的改進型交錯并聯(lián)雙管正激變換器，交錯并聯(lián)雙管正激變換器的工作原理在文獻[3－4]中已有論述，具體的工作的波形如圖2所示。Ugs1為開關管的驅動信號，Udc為開關管漏源極間電壓，UT為變壓器原邊電壓波形，UD1為二極管電壓波形，ILM為變壓器原邊電流，UC為LC無損吸收電路電容兩端電壓波形，IL為諧振電感的電流。該電路的改進在于將開關管雙并聯(lián)，副邊增加了RCD尖峰干擾信號的抑制電路，對開關管進行了保護，提高了系統(tǒng)的抗干擾能力，為后級逆變器提供了穩(wěn)定的直流電壓。

圖2 LC無損吸收電路工作原理波形Fig.2 Wave of LC lossless snubber circuit

2 控制策略

為了實現(xiàn)逆變器輸出電流并網，防止電網電壓倒灌，直流母線電壓大于輸出電壓，直流母線電壓為400 V，該直流變換器的控制采用TI公司的DSP為控制器，利用MPPT調節(jié)使最大功率點穩(wěn)定，具有初步估計的優(yōu)點。雖然寄生參數(shù)的諧振會使變壓器出現(xiàn)小范圍的雙向磁化，但由于該電路諧振參數(shù)均較小，因此，變換器最大占空比取為0.5，兩個并聯(lián)的雙管正激變換器輪流導通，形成互補關系，利用DSP中事件管理器中定時器1產生PWM脈沖，由PWM1和 PWM2輸出互補脈沖，PWM1驅動 Q1、Q2、Q3、Q4，PWM2驅動 Q5、Q6、Q7、Q8。

最大功率點跟蹤(MPPT)電導增量法是根據(jù)光伏陣列模塊P－U曲線最大值PMPP處的斜率為零得到的方法[5－8]。有:

3 設計方法

圖3 導納增量法的控制流程Fig.3 Control flow chart of conductance increment method

單相光伏并網逆變器采用單相全橋為主電路，輸出濾波為LC濾波，控制策略通過采樣電網電壓調制的方波信號，輸出正弦基準信號，測量輸出的逆變電壓與基準正弦信號比較，對誤差進行PI調節(jié)，PI調節(jié)輸出作為并網電流的基準電流，該電流與電感電流和輸出電流的和作比較，進行比例調節(jié)輸出與三角波比較產生PWM波。具體PSIM仿真控制原理如圖4所示。

圖4 仿真控制原理Fig.4 Simulation control principle

3.1 D/A的設計

正弦基準信號的產生通過DSP與D/A來實現(xiàn)，D/A采用MCP4821，該器件為單通道12位緩沖電壓輸出的數(shù)模轉換器。具有SPI兼容串行外設接口，器件內部具有高精度電壓基準源(Uref=2.048 V)，通過設定增益選擇選項位將器件的滿量程配置為4.096 V。D/A輸出電壓波形通過二階有源濾波電路變?yōu)檎一鶞孰妷盒盘?，基準正弦波產生電路如圖5所示。

圖5 基準正弦波產生電路Fig.5 Circuit of reference sine wave

3.2 并網鎖相環(huán)

該系統(tǒng)采用軟件進行鎖相，通過將電網電壓變換為方波信號，利用DSP的捕獲中斷實現(xiàn)電流鎖相跟蹤控制。當DSP發(fā)生捕獲中斷時，首先讀取捕獲寄存器的值，計算頻率是否在工頻范圍內，當捕獲計算頻率值超過這個范圍時則繼續(xù)捕獲判斷，在幾個上升沿后確定為捕獲到工頻后即輸出正弦基準信號。由于信號處理的延遲和濾波電路的存在，逆變器并網時，逆變電壓滯后于電網電壓一定時間，除了軟件上改進外，可以通過調節(jié)交流信號的過零點和增加輸出電流的反饋等，可以改善輸出電壓和電流的跟蹤效果。

4 結果與仿真

實驗樣機變換器功率為3 kVA，直流變換器變壓器T1、T2原邊匝數(shù)為25匝，副邊匝數(shù)為53匝，變壓器骨架為EE55，開關頻率為50 kHz，開關管Q1－Q8為 SPW47N60C3，諧振電感 L1、L2為60 mH，原邊LC無損吸收電路二極管 D1－D6，D11－D16為MUR1560，電容C1－C4為103/3 kV;副邊整流二極管 D21、D22、D27、D28為 RHRG30120，反相恢復二極管D23、D25為 DES160－10A，LC 濾波電路中二極管D24、D26為 MUR15120，電感 L3為 1.2 mH，電容 C7、C8為 103/3 kV，C11、C12為 630 μF/450 V。逆變器輸出電感為1.1 mH，電容為220 μF。圖6為直流變換器變壓器原邊和吸收電容的PSIM仿真波形，圖7為對應的實驗波形，圖7a橫坐標每格為5 μs，縱坐標每格為55 V。圖7b橫坐標每格為5 μs，縱坐標每格為100 V。圖8為逆變器仿真和實驗波形。

圖6 電壓仿真波形Fig.6 Simulation wave of circuit

圖7 電壓波形Fig.7 Experiment wave of circuit

圖8 逆變器的并網仿真和實驗波形Fig.8 Experiment and simulation wave of inverter grid-connected

通過交錯并聯(lián)正激變換器的PSIM仿真波形可以看出交錯并聯(lián)正激變換器理論分析的正確性，并網的仿真波形和實驗的波形充分驗證了瞬時電流法控制策略的可行性。

5 結束語

采用兩路交錯并聯(lián)雙管正激變換器，實現(xiàn)了光伏并網系統(tǒng)直流變換。功率點跟蹤統(tǒng)計表明實現(xiàn)了MPPT，電感電流與輸出電流的瞬時反饋實現(xiàn)了輸出電壓和電流的單位功率因數(shù)以及輸出電壓跟蹤電網電壓。仿真和實驗結果表明，單相光伏并網系統(tǒng)并網成功，且控制方法簡單可靠，變換器的效率達到95.6%，具有一定的實用價值。

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