趙清林，張建勇

（1.燕山大學 電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室，河北 秦皇島 066004；2.德州供電公司，山東 德州 253008）

0 引言

為滿足IEC61000-3-2等電網(wǎng)諧波注入標準，功率因數(shù)校正PFC（Power Factor Correction）技術已被廣泛應用[1-3]，而PFC拓撲中Boost變換器的應用最為廣泛，在高于300 W的功率應用場合適合選用電流連續(xù)模式（CCM）PFC。為降低成本，在Boost電路中，常采用Si材料的超快恢復二極管，但是，電路工作于CCM模式時二極管存在嚴重的反向恢復問題[4-7]，在開關開通過程中，其電流為輸入電流與二極管峰值反向恢復電流之和，并且在其電流達到最大值之前，開關的電壓始終被箝位在輸出電壓，這大幅增加了開關管的開通功率損耗，降低了PFC的效率，限制了開關頻率的提高和PFC體積的減小，而且硬開通使電磁干擾（EMI）問題更加嚴重。

對于傳統(tǒng)的CCM PFC，二極管嚴重的反向恢復是造成開關損耗加大的主要原因，為解決這個問題，通常采用加入緩沖電路的方法以改善器件的開關環(huán)境，實現(xiàn)無損開通。緩沖電路主要分為有源緩沖和無源緩沖兩大類。有源緩沖網(wǎng)絡中加入了輔助的有源開關管，通過與主開關管的配合，實現(xiàn)主開關的軟開通[8-11]，但增加了PFC的成本和控制電路的復雜程度，且輔助開關管難以實現(xiàn)軟開關。無源無損緩沖是通過加入無源元件以減小開關在開通期間電壓和電流的交疊面積，實現(xiàn)零電流開通，其思路是在主二極管支路上串聯(lián)緩沖電感以抑制其電流下降率，打破開關管電壓和電流的箝位關系，減小開關損耗[12-13]。文獻[14]和[15]分別提出了最小電壓應力和非最小電壓應力緩沖單元，但兩者均具有參數(shù)設計復雜、對開關引入額外的電流或電壓應力、軟開關實現(xiàn)范圍小等缺點。

本文提出了一種基于磁耦合的無源無損緩沖電路，并對其進行了詳細的理論分析和參數(shù)設計，實驗結果驗證了其可行性和優(yōu)越性。

1 緩沖電路的結構和工作原理分析

1.1 緩沖電路的結構

本文提出的緩沖電路如圖1中虛框內所示，Np繞組為Boost變換器的主電感，圖中緩沖電感Lr用于抑制二極管 VD的電流下降率（di／dt≈-Uo／Lr），通過與電容Cr的諧振過程將緩沖能量暫存于Cr中，且開通緩沖過程不影響正常的占空比。在開關管關斷瞬間，耦合繞組Ns能夠幫助電感Lr迅速完成復位，電容Cr也相繼在很短的時間內把緩沖能量傳遞到負載端。3個輔助二極管負責管理能量流向，輔助實現(xiàn)能量的無損吸收和傳遞。

圖1 帶有緩沖電路的功率因數(shù)校正器Fig.1 PFC circuit with snubber

1.2 緩沖電路的工作原理分析

因為開關周期遠小于半個工頻周期，所以每個開關周期內的PFC電路可以等效為輸入電壓為Ui、輸出電壓為Uo的Boost電路。為簡化分析過程，假設輸出濾波電容C足夠大，Uo為恒壓，3個輔助二極管沒有反向恢復特性，所有半導體器件均沒有通態(tài)管壓降。根據(jù)圖2中關鍵的電壓和電流波形可將一個開關周期內的工作過程分為6個工作模態(tài)，各個工作模態(tài)的工作原理分析如下。

a.模態(tài) 1（t5～t0]。 t5時刻 VT已經關斷，且電路達到正常的PWM穩(wěn)態(tài)，輸入電壓和2個耦合繞組同時為負載供電，輸入電流表達式為：

圖2 關鍵的電壓和電流理論分析波形Fig.2 Theoretical waveforms of key voltage and current

其中，M為繞組Np與Ns間的互感。

b.模態(tài) 2（t0～t1]。 在 t0時刻將 VT開通，二極管支路電流開始向Lr支路轉移，因電感Lr的作用，其電流下降率被有效地抑制，峰值反向恢復電流大幅減小，當二極管電流達到峰值反向恢復電流IRM時二極管真正截止，主二極管VD的瞬時電流表達式為：

其中，N 為繞組 Ns與 Np的匝數(shù)比，N=Ns∶Np（N＜1）。

c.模態(tài) 3（t1～t2]。t1時刻 Lr電流為輸入電流與IRM之和，但是由于二極管VD的瞬間截止和Lr的電流不能突變，電感Lr將使VD2-Cr支路導通，將多余的能量傳遞到Cr中，Lr和Cr發(fā)生諧振，在此諧振過程中，等效的電壓源為NUi，當Lr的電流與輸入電流相等時本模態(tài)結束，Cr電壓達到最大值，Cr電壓和VD2電流表達式為：

d.模態(tài)4（t2～t3]。 開通緩沖階段在 t2時刻結束，模態(tài)4進入正常的PWM階段，Boost電感和Lr在輸入電壓的作用下，其電流線性上升，輸入電流為：

e.模態(tài) 5（t3～t4]。 VT在 t3時刻關斷，當其電壓上升到Uo時，二極管VD1自然導通，開關管的電壓被箝位在Uo。VD1導通后電感Lr在Cr初始電壓和Ns輔助繞組電壓的作用下電流迅速降為零，同時，VD3導通。Lr電流和Cr電壓表達式為：

其中，UCr0為t2時刻Cr的電壓。

為實現(xiàn)開關管的零電流開通，必須保證電感Lr的電流在下個開關周期到來之前降為零，否則在開關開通時刻Lr-VD1支路電流將瞬間流入開關管，并且VD1會出現(xiàn)較大的反向恢復電流，增大開關管的開通損耗。

f.模態(tài) 6（t4～t5]。 t4時刻輸入電流全部流過 Cr，Cr以恒流放電，將其在模態(tài)3中存儲的能量傳遞到負載側，實現(xiàn)能量無損回饋。電容Cr電壓表達式為：

到t5時刻，Cr電壓降到零，Cr中儲存的能量全部釋放到負載側，VD3中的電流全部轉移到VD中，此模態(tài)結束。

2 緩沖電路參數(shù)設計方法與實例

2.1 開關管零電流開通條件分析

由緩沖電路基本工作原理可知，在開關管的開通緩沖階段模態(tài)3中，Lr和Cr的諧振回路與Np-Lr-VT主回路是相互獨立的，故諧振過程能否完成未影響Np繞組能量的存儲，即不會減小有效占空比。

而在關斷緩沖階段的模態(tài)5中，若電感Lr的電流不能降為零，則當開關管再次開通時，Lr剩余電流和輔助二極管VD1的反向恢復電流同樣會造成開關管開通損耗的增大，故開關管零電流開通條件為：

2.2 緩沖電路參數(shù)設計方法

a.電感Lr的大小決定著開關管開通時電流的上升率和開關管開通損耗Pon，查詢所選用開關管的數(shù)據(jù)手冊可獲得開關管的開通時間ton，則得：

若已知開關頻率fs和期望的開通功率損耗Pon，則可以計算出所需的緩沖電感Lr的值。

二極管的峰值反向恢復電流IRM與其電流下降率di／dt有關，因此需要查詢二極管數(shù)據(jù)手冊中的IRM與 di／dt曲線以決定電感 Lr的值，與式（10）中計算值進行比較，取較大值。

b.在模態(tài)2的諧振過程中，主二極管VD的電壓應力最大值為UCr0+Uo，若電容Cr過小，則過大的UCr0同樣可能造成二極管VD被擊穿，故要求：

在模態(tài)4中，主二極管VD的電壓應力為NUi+Uo，為保護主二極管不被反向擊穿，即要求：

c.當匝比N一定時，隨著電容Cr的變化，相應的Lr復位時間即可求得，為保證實現(xiàn)開關管的零電流開通，必須滿足不等式（9）。

以上的 3 個不等式（9）、（11）、（12）條件必須同時滿足，當N一定時，Cr只要在合理的范圍內選取即可。

2.3 緩沖電路參數(shù)設計實例

為詳細介紹參數(shù)設計過程，現(xiàn)以通用90～264 V輸入電壓，400 V直流輸出，開關頻率fs=90 kHz，額定功率500 W的PFC為例設計緩沖電路參數(shù)。

開關管采用STP21NM60N，查得ton=15 ns，設開通損耗Pon=0.1 W，由式（10）可計算得 Lr=5.4 μH。 主二極管選8A／600 V的STTH8L06D，查詢其手冊可知，正向平均電流為8 A、反向恢復電流為2 A時要求的 di／dt=20 A ／μs，故 Lr＞20 μH，考慮開關和電路板線路寄生電感的存在，Lr可取值為10 μH。

最大的匝比N由式（12）可知為0.21，先設定匝比N，當改變電容Cr的值時，相應的Lr復位時間toff_snu即可求得，由式（9）可得Cr的最大容值，而由Cr的最大電壓值UCr0小于80 V，則可得Cr的最小容值，Cr只要在最大值與最小值之間取值即可。因為PFC的輸入電壓為交流電，因此輸入電壓在每個開關周期是不同的，利用MathCAD軟件可以計算出每一組N與Cr在半個工頻周期內的toff_snu曲線。

當N取0.14、輸入電壓有效值為90 V、輸出功率為500 W、Cr的范圍為80 nF到680 nF時的toff_snu曲線組如圖3所示，橫軸為開關周期數(shù)，在半個工頻周期內共有0.01×90000=900個開關周期。設實現(xiàn)軟開關的最大占空比為0.9（當占空比大于0.9時對應的輸入電壓和電流在過零點附近），由圖3可知，當Cr為580 nF時的最大關斷緩沖時間接近0.1Ts（大于0.1Ts將影響Cr能量復位，如圖3中最上面的橫線所示），故Cr最大值為580 nF，當Cr小于260 nF時，其最大電壓UCr0超過了80 V，因此Cr的取值范圍為260～580 nF。

圖3 不同Cr對應的Lr電流復位時間Fig.3 Reset duration of Lrcurrent for different Cr

同理可得，當匝比N從0.06變化到0.2時，Cr的最小值和最大值如表1所示。因此，綜合考慮可取N為 0.1，Cr為 200 nF。

表1 Cr的取值范圍Tab.1 Range of Cr

3 實驗驗證

設計并制作了500 W實驗樣機，主要參數(shù)如下：耦合電感磁芯使用APH27P90，原邊電感值為1042 μH，匝比為 10∶1；開關頻率為 90 kHz；開關管為STP21NM60N；主二極管為STTH8L06D；輔助二極管均選用STTH3S06D；輸出濾波電容用440 μF／450 V電解電容；控制器采用UCC3818實現(xiàn)平均電流控制；緩沖元件參數(shù)與2.3節(jié)中設計值相同，緩沖電感磁芯用RM8。測試條件為220 V交流輸入、400 V直流輸出、功率500 W，主要實驗波形見圖4。

交流輸入電壓和電流波形如圖4（a）所示，對PFC波形進行THD分析。圖5為PFC輸入電流諧波含量與IEC61000-3-2 D類標準對比曲線，可見輸入電流各次諧波含量均滿足要求，其次，由諧波分析可知，總的諧波畸變率為4%，功率因數(shù)為0.986。

圖4（b）—（d）均為開關管電壓和緩沖電感電流波形，圖 4（c）為 4（b）的放大圖，并將 2 個波形的坐標基準放在一條水平線，由圖4（c）可見，在VT開通時刻，其電壓和電流的交疊面積可忽略，VT基本實現(xiàn)了零電流開通。圖4（b）和圖4（d）的不同之處在于輸入電壓的瞬時值不同，圖4（b）在輸入交流電壓峰值處，占空比很小，故Lr與Cr的諧振過程未完成時VT就被關斷，而圖4（d）是在輸入電壓為162 V處，對應的占空比較大，諧振完成后Lr電流與輸入電流相等；但相同之處是Lr均能快速復位，VT均實現(xiàn)了零電流開通。

圖4 主要實驗波形Fig.4 Main experimental waveforms

圖5 輸入電流諧波含量與Class D標準對比曲線Fig.5 Curves of comparison between harmonics of input current and Class D

圖4（b）和圖 4（d）中被圈定部分表明開關管電壓存在振蕩，這是由當Lr電流降為零后，Lr會與二極管VD1和開關VT的寄生電容產生振蕩引起的，當Cr電壓為零時振蕩過程大幅減弱。

Lr電流與 Cr電壓波形如圖 4（e）所示，在 VT開通階段，Lr與Cr諧振將多余的能量傳遞到Cr中，在VT關斷時，Cr中的能量被傳遞到負載端，實現(xiàn)能量的無損吸收。主二極管關斷時刻的波形如圖4（f）所示，可見主二極管的電流下降率被降低為22 A／μs，峰值反向恢復電流為正向電流的80%，二極管的反向恢復電流被大幅抑制。

輸入電壓為220 V、輸出功率由30 W到500 W時，針對提出的無源無損緩沖電路PFC和傳統(tǒng)PFC，在采用相同的功率半導體器件和升壓電感的情況下進行了整機效率的對比測試，測試結果如圖6所示。對比可知，本文提出的無源無損緩沖PFC效率比傳統(tǒng)PFC效率最多高出2%，表明該無源無損緩沖電路的加入有利于提高電源系統(tǒng)的效率。

圖6 效率對比曲線Fig.6 Curves of efficiency comparison

4 結論

本文提出了一種應用于CCM PFC的無源無損緩沖電路，它能有效抑制二極管反向恢復電流，減小功率開關的開通損耗，從而獲得較高的效率，有利于開關頻率的提高、電磁干擾的減弱和磁性元器件體積的減小，并且該緩沖電路結構簡單，參數(shù)設計簡潔，開關管零電流開通條件容易滿足。實驗結果表明，該緩沖電路比較適合于高效率PFC場合。