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（安徽大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，安徽 合肥 230601）

1 引言

隨著傳統(tǒng)能源的日益枯竭，太陽能已經(jīng)成為一種十分具有潛力的新能源，光伏發(fā)電是當(dāng)前太陽能利用的主要方式之一。并網(wǎng)逆變器作為太陽能電池與電網(wǎng)的接口裝置，在新能源的開發(fā)和利用中有著至關(guān)重要的作用。光伏并網(wǎng)逆變器的效率是光伏發(fā)電系統(tǒng)的一個(gè)重要指標(biāo)，如何提高逆變器的轉(zhuǎn)換效率，是一個(gè)研究熱點(diǎn)。

目前，科研工作者在逆變器效率的研究上做了很多工作。文獻(xiàn)[1]分析了正弦脈寬調(diào)制技術(shù)SPWM和電壓空間矢量調(diào)制技術(shù)SVPWM之間的區(qū)別與聯(lián)系，指出采用SVPWM時(shí)電壓利用效率比SPWM高約15.47%，能獲得更高的調(diào)制度，但未從功率角度定量分析兩種調(diào)制策略的區(qū)別。文獻(xiàn)[2]對(duì)SPWM調(diào)制方法的損耗做了簡單分析，但未給出損耗的計(jì)算方法，未分析SVPWM調(diào)制時(shí)損耗的計(jì)算和系統(tǒng)效率。

本文從提高光伏并網(wǎng)逆變器效率的角度出發(fā)，分別采用SPWM調(diào)制技術(shù)和SVPWM調(diào)制技術(shù)，分析逆變器損耗的計(jì)算方法，比較采用這兩種調(diào)制策略時(shí)，逆變器的輸出效率，利用Matlab進(jìn)行仿真，分析不同控制策略對(duì)逆變器效率的影響，并搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2 光伏并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

一般的光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)由太陽能電池陣列、直流母線電容C、逆變橋、濾波電路和變壓器組成，示意圖如圖1所示。太陽能電池產(chǎn)生的直流電能通過逆變橋后，轉(zhuǎn)變成交流電能，經(jīng)過濾波電感后與電網(wǎng)連接。直流母線電容作為支撐電容，維持母線直流電壓的恒定，使其基本保持在一定的穩(wěn)定值范圍。由于光伏電池電壓較低，逆變橋后還會(huì)增加一個(gè)變壓器，起升壓作用，以便得到用戶需要的電壓值。

圖1 并網(wǎng)逆變器的三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Three-phase gridconnected inverter topology

3 逆變器的損耗分析

光伏并網(wǎng)逆變器的損耗主要包括功率器件的損耗、濾波電路的損耗和變壓器的損耗3部分。本文重點(diǎn)研究功率器件損耗，包括導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。由于三相的對(duì)稱性，可以A相為例來進(jìn)行損耗分析。

3.1 SPWM調(diào)制策略時(shí)逆變器的效率分析與仿真

采用SPWM調(diào)制時(shí)，取三角波為載波，正弦波為調(diào)制波，計(jì)算出占空比為

其中，m為調(diào)制度，則第n個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的占空比為

式中：fs為載波頻率；f0為基波頻率。

上橋臂導(dǎo)通時(shí)間為Dn×Ts，下橋臂導(dǎo)通時(shí)間為(1-Dn)×Ts，Ts為開關(guān)周期。

3.1.1 導(dǎo)通損耗計(jì)算

由于開關(guān)周期時(shí)間很短，在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)負(fù)載電流值可認(rèn)為保持不變，則第n個(gè)開關(guān)周期負(fù)載電流可以寫成:

式中：Im為輸出負(fù)載電流的幅值；φ為功率因數(shù)角。

逆變器的輸出電壓和電流如圖2所示，根據(jù)電流的方向，劃分為4個(gè)區(qū)域。每個(gè)區(qū)域電流流過的器件如圖2所示。

圖2 逆變器輸出區(qū)域劃分Fig.2 Inverter output region division

在區(qū)域Ⅰ（Ⅳ）內(nèi)，負(fù)載電流小于0，電流流入逆變器，圖1中A點(diǎn)輸出正電平時(shí)，電流實(shí)際流經(jīng)二極管D1，A點(diǎn)輸出負(fù)電平時(shí)，電流實(shí)際流經(jīng)IGBT 管 S4。

區(qū)域Ⅰ功率器件導(dǎo)通損耗計(jì)算如下：

其中

E+onⅠ為Ⅰ區(qū)域A點(diǎn)輸出正電平時(shí)產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗，E-onⅠ為Ⅰ區(qū)域A點(diǎn)輸出負(fù)電平時(shí)產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗，N1為Ⅰ區(qū)域內(nèi)的開關(guān)次數(shù)，利用下式計(jì)算：

IGBT導(dǎo)通壓降vce和二極管導(dǎo)通壓降vF與流經(jīng)電流iA的關(guān)系可以從IGBT手冊(cè)中查到。

在區(qū)域Ⅱ（Ⅲ）中，負(fù)載電流大于0，電流流出逆變器，當(dāng)A點(diǎn)輸出正電平時(shí)，電流流經(jīng)S1管，當(dāng)A點(diǎn)輸出負(fù)電平時(shí)，電流實(shí)際流經(jīng)二極管D4。逆變器功率器件導(dǎo)通損耗計(jì)算如下：

N2為區(qū)域Ⅰ和Ⅱ內(nèi)的開關(guān)次數(shù)，計(jì)算如下：

由區(qū)域?qū)ε夹裕倢?dǎo)通損耗為

3.1.2 開關(guān)損耗計(jì)算

在IGBT開通、關(guān)斷及反并聯(lián)二極管關(guān)斷的過程中，由于電壓和電流變化需要一定的時(shí)間，產(chǎn)生了交疊面積，形成了功率器件的開關(guān)損耗。IGBT開通一次的能量損耗定義為Eon，IGBT關(guān)斷一次的能量損耗定義為Eoff，反并聯(lián)二極管關(guān)斷一次的能量損耗定義為Err，這3個(gè)參數(shù)與流過的電流有關(guān)，可以從生產(chǎn)廠商提供的數(shù)據(jù)手冊(cè)中查到。

功率開關(guān)器件在每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，總會(huì)產(chǎn)生1次Eon、1次Eoff和1次Err。功率器件開關(guān)損耗可以由下式計(jì)算：

式中:Vdc為逆變器實(shí)際輸入的直流電壓值；為數(shù)據(jù)手冊(cè)上開關(guān)損耗測試的參考直流電壓值，一般為600 V；N為載波比。

式中,pair和rinf分別為環(huán)境氣壓和此時(shí)的爆轟產(chǎn)物半徑。聯(lián)立式(21)--式(23)，可求出碎片第3階段的速度增量vi：

總損耗P1為導(dǎo)通損耗Pon1與開關(guān)損耗Psw1之和，如下式：

采用SPWM調(diào)制策略時(shí)，逆變器的效率η1為

式中：Ps為輸入功率。

3.1.3 仿真

設(shè)直流電壓為500 V，載波頻率為1 500 Hz，基波頻率為50 Hz，濾波電感0.015 H，仿真時(shí)間為0.06 s。

Matlab仿真圖如圖3所示。

圖3 采用SPWM調(diào)制策略時(shí)逆變器效率仿真圖Fig.3 SPWM modulation strategy of inverter efficiency simulation diagram

利用Matlab仿真后，得到輸出和輸入功率波形如圖4所示。

圖4 采用SPWM調(diào)制策略時(shí)逆變器效率仿真波形圖Fig.4 SPWM modulation strategy of inverter efficiency simulation waveforms graph

3.2 采用SVPWM調(diào)制策略時(shí)逆變器的效率分析與仿真

采用SVPWM調(diào)制時(shí)，可以獲得更大的直流電壓利用效率，同時(shí)避免了輸入直流中點(diǎn)漂移問題。SVPWM調(diào)制方式不存在占空比概念，其損耗需要按照各部分電壓、電流和導(dǎo)通時(shí)間分別計(jì)算。

3.2.1 導(dǎo)通損耗計(jì)算

三相逆變器開關(guān)的開、關(guān)組成8個(gè)基本狀態(tài)，記每相橋臂上管開通為1，關(guān)斷為0，則8個(gè)基本狀態(tài)分別為：000，001，010，011，100，101，110，111。由此8個(gè)開關(guān)狀態(tài)可在α，β平面坐標(biāo)系中得到8個(gè)基本矢量，這8個(gè)矢量將平面分成6個(gè)區(qū)域，如圖5所示。利用這8個(gè)基本矢量可以合成α，β平面內(nèi)任意空間矢量。希望輸出的三相交流電壓為一個(gè)在坐標(biāo)系下逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)的矢量Vref，當(dāng)Vref位于第k個(gè)區(qū)域時(shí)，可以由該區(qū)域相鄰的2個(gè)矢量Vk和Vk+1以及零矢量Vz作用不同時(shí)間來合成Vref。三相逆變器有2個(gè)零矢量，分別是V0(000)和V7(111)。零矢量作用時(shí)間的分配方法不同，就會(huì)形成不同的SVPWM調(diào)制策略。本文采用對(duì)稱式調(diào)制策略，即在1個(gè)開關(guān)周期Ts中使用 2個(gè)零空間矢量 V0(000)和 V7(000)，第1個(gè)區(qū)域內(nèi)，空間矢量的排列順序是:000，100，110，111，110，100，000，如圖 6 所示，每個(gè)開關(guān)周期有6次開關(guān)切換。

圖5 基本開關(guān)矢量圖Fig.5 Basic switching vectors

圖6 矢量序列分布圖Fig.6 Vector distribution graph of sequence

區(qū)域Ⅰ內(nèi)相鄰矢量及零矢量作用的時(shí)間可以由下式得到：

式中：Ts為開關(guān)周期；M為逆變器三相線電壓最大值與直流側(cè)電壓值之比；θ為目標(biāo)矢量Vref在區(qū)域內(nèi)轉(zhuǎn)過的角度。

A相上橋臂在1至6區(qū)域內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間Tup可由下式求得，下橋臂的導(dǎo)通時(shí)間為

將一個(gè)工頻周期內(nèi)的輸出電壓電流劃分為圖2所示4個(gè)區(qū)域。在Ⅰ區(qū)域內(nèi)，功率開關(guān)器件導(dǎo)通損耗計(jì)算如下:

N1為Ⅰ區(qū)域內(nèi)的開關(guān)次數(shù)，利用下式計(jì)算:

在Ⅱ區(qū)域內(nèi)，功率器件導(dǎo)通損耗計(jì)算如下:

N2為區(qū)域Ⅰ和Ⅱ內(nèi)的開關(guān)次數(shù)，計(jì)算如下:

由區(qū)域?qū)ε夹?，總?dǎo)通損耗為

3.2.2 開關(guān)損耗計(jì)算

采用對(duì)稱式SVPWM調(diào)制策略時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，功率器件開關(guān)次數(shù)與SPWM調(diào)制時(shí)相同，開關(guān)損耗計(jì)算方法與前述一致。

總損耗P2為導(dǎo)通損耗Pon2與開關(guān)損耗Psw2之和，如下式：

采用SVPWM調(diào)制策略時(shí)，逆變器的效率η2為

式中：Psv為輸入功率。

相同硬件條件下，理論上逆變器采用SVPWM調(diào)制策略的效率比采用SPWM調(diào)制策略時(shí)的效率高，原因在于SVPWM調(diào)制策略能獲得更高的調(diào)制度，對(duì)直流電壓的利用效率更高。本文實(shí)驗(yàn)部分將對(duì)這個(gè)結(jié)論進(jìn)行驗(yàn)證。

3.2.3 仿真

采用與SPWM相同的仿真條件，即直流電壓為500 V，載波頻率為1 500 Hz，濾波電感為0.015 H，仿真時(shí)間為0.06 s。

Matlab仿真如圖7所示。

利用Matlab進(jìn)行仿真，得到輸出和輸入功率如圖8所示。

從示波器中可以讀出，輸出功率為9 465.1 W，輸入功率為9 695.5 W，因而得到采用SVPWM調(diào)制策略時(shí)，逆變器的轉(zhuǎn)化效率為97.62%。

可見，條件相同時(shí)，采用SVPWM調(diào)制策略，逆變器的輸出功率更大，轉(zhuǎn)化效率更高。

圖8 采用SVPWM調(diào)制策略時(shí)逆變器效率仿真波形圖Fig.8 SVPWM modulation strategy of inverter efficiency simulation waveforms graph

4 實(shí)驗(yàn)

分別采用SPWM和SVPWM調(diào)制策略，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)條件如下：直流側(cè)電壓為500 V，直流母線電容為4 700 μF，采用日本富士FGW50N60HD型號(hào)IGBT搭建逆變橋，利用DSP2812芯片進(jìn)行控制，產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號(hào)。采用SPWM和SVPWM調(diào)制策略時(shí)，利用功率表測量的輸入/輸出功率如表1所示。

表1 不同調(diào)制策略效率實(shí)驗(yàn)比較Tab.1 Experimental comparison of different modulation strategies efficiency

從表1可以看出，采用SVPWM調(diào)制策略，逆變器的輸出功率更大，效率有明顯的提升，與仿真結(jié)果一致。

5 結(jié)論

本文基于SPWM和SVPWM兩種調(diào)制策略，分析了逆變器效率的計(jì)算方法，利用Matlab進(jìn)行仿真，得到功率的仿真波形，在此基礎(chǔ)上，搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果都表明，采用SVPWM控制策略，逆變器的輸出功率更大，效率更高。

［1］吳洪洋，何湘寧.多電平載波PWM法與SVPWM法之間的本質(zhì)聯(lián)系及其應(yīng)用 ［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2002，22（5）：10－15.

［2］徐德鴻.電力電子系統(tǒng)建模及控制［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2006.

［3］Wu Weimin，Wang Xiaoli，Geng Pan， et al.Efficiency Analysis for Three Phase Grid-tied PV Inverter［C］∥ICIT ， 2008.

［4］吳敏.基于空間電壓矢量法的三電平逆變器控制策略研究［D］.合肥：合肥工業(yè)大學(xué)，2006.

［5］劉鳳君.多電平逆變技術(shù)及其應(yīng)用［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2006.

［6］徐德鴻，馬皓.電力電子技術(shù)［M］.北京：科學(xué)出版社，2006.

［7］Zhezhi Y， Lingzhi Y， Hanmei P， et al.Study of Simplified SVPWM Algorithm Based on Three-level Inverter［C］∥IEEE 6th International Power Electronics and Motion Control Conference，2009： 876－881.