蘇瑜田， 董學平， 徐霄翔

（合肥工業(yè)大學 電氣與自動化工程學院，安徽 合肥 230009）

驅(qū)動絕緣柵雙極晶體管IGBT或場效應管MOSFET，需要專門的驅(qū)動模塊，常見的有EXB841系列、M57962等，但其只能驅(qū)動單個功率管，且每路驅(qū)動都要一組輔助電源，這就使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)變得復雜。IR2110是美國國際整流器公司于20世紀90年代研制的大功率開關(guān)管專用驅(qū)動集成電路，現(xiàn)已在很多領(lǐng)域獲得廣泛的應用，如開關(guān)電源半橋變換器、直流無刷電機的橋式驅(qū)動電路、步進電機及逆變器的驅(qū)動電路等［1－2］。該器件是雙通道高壓、高速功率器件柵極驅(qū)動，對于8管構(gòu)成的8／6極開關(guān)磁阻電機功率變換電路，采用4片IR2110驅(qū)動4個橋臂，僅需1路10～20V的電源，這樣在實際應用中簡化了電路結(jié)構(gòu)，有利于提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

1 IR2110模塊簡介

圖1所示為IR2110結(jié)構(gòu)框圖，其內(nèi)部有1個邏輯信號輸入級及2個獨立的、分別以高壓、低壓為基準的輸出通道，主要構(gòu)成如下：3個獨立的施密特觸發(fā)器、2個RS觸發(fā)器、2個／電平轉(zhuǎn)換器、1個脈沖放大環(huán)節(jié)、1個脈沖濾波環(huán)節(jié)、1個高壓電平轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)及2個或非門、6個MOS場效應晶體管、1個具有反相輸出的與非門、1個反相器和1個邏輯網(wǎng)絡(luò)等。該器件的邏輯電源電壓范圍為10～20V，邏輯電源地與功率地之間最大偏移量可有±5V，工作頻率可高達500kHz，上橋臂通道可承受500V的高壓，上管采用外部自舉電容上電，使得驅(qū)動電源數(shù)比其他驅(qū)動模塊大大減少［3－4］。

圖1 IR2110內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖

2 在開關(guān)磁阻電機中的應用

2.1 自舉原理

圖2所示為IR2110的典型外圍自舉電路。假設(shè)換相期間，電源通過自舉二級管D1給自舉電容C1充電，充電回路為－D1－C1－負載線圈L1－Q2－電源地。當某一相開通時，若此時HIN輸出為高，自舉電容C1在上一次換相期間已經(jīng)完成充電，使得在VB和VS之間形成一個懸浮電源，給上端功率管Q1供電；當HIN輸出為低，柵極電容通過柵源電阻R2放電并可將Q1關(guān)斷。自舉電路的存在使同一橋臂上下功率管驅(qū)動電路只需1路外接電源。

實踐表明，自舉電容對自舉電路的正常工作起著至關(guān)重要的作用。自舉電容的容量取決于功率管斬波頻率、柵極電荷及柵源極漏電流等的需要。上述自舉電路若要正常工作，首先要設(shè)計好該電容值，保證該值能為自舉電容提供最小電荷量，即

其中，Qg為功率管柵極電荷；為每個工作周期內(nèi)電路的轉(zhuǎn)移電荷（IR2110為5nC）；為靜止電流為自舉電容漏電流；f為功率管工作頻率。

圖2 典型自舉電路

為保證自舉電容在斬波期間能給功率管提供足夠的導通電壓且有一定的裕量，電容常取值如下：

其中，Vf為自舉二極管正向壓降為功率管壓降為VB和VS之間的最小電壓［5］。本試驗中功率管選用型號為IRG4BC20KD的IGBT，其柵極電荷Qg＝134nC＝20V，工作頻率f＝1kHz。通過計算可得C1≥0.32μF，可選容值為0.56μF的陶瓷電容。在上管Q1開通時，自舉二極管應能阻斷直流干線上的高壓，同時能夠快速恢復以減少自舉電容向VC回饋電荷，初步可定為快恢復二極管，其參數(shù)選擇標準為：反向耐壓值大于主電路電壓；反向最大恢復時間大約為400ns；所承受電流為柵極電荷與開關(guān)頻率之積。本文選擇FR107，其＝1 000V，If＝1A＝500ns。

2.2 改進型自舉回路

對于開關(guān)磁阻電機，由于繞線電感的存在，所以要在功率管關(guān)斷瞬間為負載線圈提供續(xù)流回路。在典型自舉電路中，自舉電容通過線圈形成充電回路，電容不斷地充放電，加上功率管不斷地斬波，無形中增加了線圈兩端續(xù)流管的工作量，加快其升溫。本試驗添加了新型自舉回路，即為圖3中由場效應管Q3與二極管D5組成的回路。改進型自舉回路特點如下：

（1）采用1路帶有場效應管的回路取代線圈充當自舉回路；LO輸出控制場效應管Q3通斷。

（2）去掉下管IGBT，進行單管斬波，圖3中該位置已用導線直通，使得線圈下端直接與電源地相連。

當LO輸出為高，Q3開通并且將VS電位拉低，由于線圈處于工作狀態(tài)而存在端電壓，電容可經(jīng)該場效應管回路進行充電，圖4為典型電路與改進型電路中自舉電容C1充電路徑簡化示意圖。由圖可見，改進型電路中電容的充電不經(jīng)過負載線圈，從而減輕線圈兩端續(xù)流管的工作量。本文中二極管D5選用高速開關(guān)二極管IN4148，其反向恢復時間為＝75ns；三極管Q3選用開關(guān)型場效應管IRF710，耐壓值＝400V。

圖3 改進型自舉回路

圖4 兩種電路自舉電容充電回路簡化圖

3 試驗運行與結(jié)果

本試驗8／6極開關(guān)磁阻電機參數(shù)如下：額定電壓UN＝68V，額定電流IN＝5A，額定轉(zhuǎn)速N＝1 200r／min。本試驗采用電壓斬波控制方式，即讓功率管工作在脈沖寬度調(diào)制（PWM）方式：脈沖周期T固定，通過調(diào)節(jié)PWM波的占空比，來調(diào)整加在線圈繞組兩端電壓的平均值，進而改變繞組電流的大小，實現(xiàn)對轉(zhuǎn)速的調(diào)節(jié)。試驗分為以下2種工作情況。

（1）HO與LO交替斬波。在某一相開通期間，讓HO與LO進行交替斬波，圖5所示為HIN、LIN輸入端波形。當HO輸出為高、LO輸出為低，上管Q1進行斬波，此時自舉電容相當于電壓源，給柵極電容充電并使Q1導通；當HO輸出為低、LO輸出為高，Q1關(guān)閉，場效應管Q3導通，VS被拉低并充當充電回路，為自舉電容充電。圖6所示為當電機正常工作時Q1的柵源波形，此時占空比為40%，轉(zhuǎn)速為519r／min。

圖5 輸入端HIN、LIN的交替波形

圖6 上管柵源波形

（2）HO斬波，LO直通。電機工作于此方式，僅當換相期間將LO拉高，如圖7中下端直線所示。LO輸出為高，管Q3導通并拉低VS電位，使得自舉電容在換相期間快速充電，當HO輸出為高即上管開始斬波時，自舉電容為上管提供開啟電壓。這種工作方式要保證電容每次充電電壓能夠達到上管開啟電壓且能維持至本次斬波結(jié)束。試驗中當自舉電容容值選為0.1μF時，由于充電電壓不夠，上管并未有效開通，電機也就不能運轉(zhuǎn)（圖5～圖7均由型號為TDS1012B的示波器獲?。?。

圖7 上管斬波、下管直通

為了突出試驗效果，本文還對相關(guān)參數(shù)做了比較。表1為典型電路與改進型電路（方式2）中當占空比分別為20%、40%、60%，80%時電機空載轉(zhuǎn)動噪音的對比結(jié)果。表2所列為電機正常運轉(zhuǎn)0.5、1.0、1.5、2.0h后測得的電機本體和續(xù)流管溫度變化的對比結(jié)果。

實驗結(jié)果表明，相比于典型電路，改進型電路用場效應管代替下管大功率IGBT，成本下降且便于控制；此外改進型電路采用單管斬波，電磁噪音較小，電機主體與續(xù)流管發(fā)熱也較為緩慢；相比于方式1，方式2在每個工作周期內(nèi)，由于減少了場效應管開關(guān)次數(shù)，使得其升溫速度比方式1緩慢。

表1 電機空載運行時2種電路噪音對比 dB

表2 2種電路下電機／續(xù)流管溫度對比 ℃

4 結(jié)束語

IR2110帶有自舉回路，可以大大簡化驅(qū)動電路的設(shè)計，其快速完整的保護功能可以提高控制系統(tǒng)的可靠性。試驗表明，通過改進型自舉回路，一方面可以很好地解決續(xù)流管和電機本身升溫快等問題，另一方面又可以簡化電路結(jié)構(gòu)，增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性。此外若設(shè)計好尖峰吸收與過流欠壓等保護電路，該改進型開關(guān)磁阻電機完全可以運用到空調(diào)室外機或電動車等設(shè)備當中［6－8］。

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