賈穎新*①② 王巖飛①

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超高分辨率機載SAR寬帶激勵源設計與實現(xiàn)

賈穎新王巖飛

(中國科學院電子學研究所 北京 100190)(中國科學院研究生院 北京 100049)

針對分辨率優(yōu)于0.1 m的機載合成孔徑雷達(SAR)系統(tǒng)，該文設計實現(xiàn)了中心頻率14.8 GHz，帶寬3.2 GHz的寬帶線性調(diào)頻(LFM)激勵信號源。詳細介紹了技術方案的選擇，關鍵技術的實現(xiàn)，并對產(chǎn)生的寬帶調(diào)頻信號進行了詳細的測試與分析。該信號源作為機載SAR系統(tǒng)中子系統(tǒng)的一部分，完成了飛行試驗，并獲得了分辨率優(yōu)于0.1 m的雷達圖像，驗證了該方案設計和技術實現(xiàn)的有效性。

合成孔徑雷達；激勵源；寬帶；線性調(diào)頻

1 引言

國際上對高分辨率成像技術的研究一直是合成孔徑雷達(Synthetic Aperture Radar, SAR)領域重要的技術發(fā)展方向之一，分辨率已經(jīng)從最初的幾十米提高到分米量級。目前，能夠?qū)崿F(xiàn)0.1 m分辨率的合成孔徑雷達系統(tǒng)主要有：美國Sandia國家實驗室研制的MiniSAR系統(tǒng)，德國高頻與雷達技術研究所FGAN-FHR研制的PAMIR(Phased Array Multifunctional Imaging Radar)系統(tǒng)和法國宇航中心ONERA研制的RAMSES(Radar Aeroporte Multi-Spectral d’Etude des Signatures)系統(tǒng)。眾所周知，合成孔徑雷達距離分辨率由雷達信號帶寬決定，要實現(xiàn)高分辨率的雷達圖像，產(chǎn)生符合系統(tǒng)要求的寬帶雷達激勵信號是其中的關鍵技術之一。近年來發(fā)展了一種合成帶寬技術的雷達體制，其基本思路是發(fā)射多個具有一定子帶帶寬的chirp脈沖信號，中心頻率以一定步長提高，然后在數(shù)字域進行頻帶合成得到全帶寬合成信號，實現(xiàn)更高的距離分辨率。這種體制的雷達結(jié)構復雜，而且由于各子帶信號幅相失真以及子帶之間同步性的差異會導致子帶信號頻帶間的相干性下降，影響合成的結(jié)果。

本文針對分辨率優(yōu)于0.1 m的SAR雷達系統(tǒng)，介紹了單通道的寬帶激勵雷達信號源的設計與實現(xiàn)，信號源采取數(shù)字中頻和倍頻相結(jié)合的技術方案，產(chǎn)生激勵信號的中心頻率14.8 GHz、帶寬3.2 GHz，該信號源結(jié)構簡單，并且具有較高的頻譜純度和較低的相位失真，經(jīng)過幅相預失真補償后能夠得到接近理想線性調(diào)頻信號的脈沖壓縮特性，這就徹底避免了在發(fā)射端合成寬帶激勵信號所帶來缺點和不足。該激勵信號源作為超高分辨率機載SAR的一部分，完成了飛行試驗，獲得了分辨率優(yōu)于0.1 m的雷達圖像，驗證了設計的有效性。

2 系統(tǒng)設計與實現(xiàn)

寬帶激勵信號源主要由數(shù)字調(diào)頻源和頻率擴展組件兩部分組成，如圖1所示。其中，數(shù)字調(diào)頻源利用數(shù)字方法產(chǎn)生數(shù)字線性調(diào)頻信號，該信號通過幅相預失真調(diào)理后送入頻率擴展組件。頻率擴展組件主要完成對調(diào)頻信號帶寬的擴展和上變頻，將信號帶寬增至系統(tǒng)要求的3.2 GHz，并且將信號搬移到Ku波段。下面分別對這兩部分進行詳細闡述。

2.1 數(shù)字調(diào)頻信號的產(chǎn)生

目前利用數(shù)字技術產(chǎn)生LFM信號的方法主要有兩種：直接數(shù)字合成法(Direct Digital Synthesis, DDS)和波形存儲直讀法(Direct Digital Waveform Synthesis, DDWS)。DDS法由于存在相位截斷，會引入了大量的雜散頻率分量，不同的輸出頻率所產(chǎn)生的雜散信號亦不相同，而波形存儲直讀法不存在 相位截斷，從產(chǎn)生信號的譜質(zhì)上來講DDWS法優(yōu)于DDS法。針對目前所要研制的寬帶調(diào)頻信號源，由于采樣時鐘頻率的限制，不可能直接產(chǎn)生3.2 GHz帶寬的LFM信號，所以需要頻率擴展組件來完成信號帶寬的擴展和變頻。而頻率擴展過程不可避免會對LFM信號產(chǎn)生一定的幅相失真，這會直接影響脈沖壓縮效果，影響成像質(zhì)量，這就需要對擴頻系統(tǒng)的幅相失真進行有效補償，DDWS法能夠有效完成幅相預失真補償?shù)墓ぷ?，而DDS法無法實現(xiàn)。

經(jīng)過綜合考慮，數(shù)字調(diào)頻源采用DDWS法產(chǎn)生單路數(shù)字中頻LFM信號，信號中心頻率為115.625 MHz，帶寬25 MHz。該數(shù)字調(diào)頻源采樣時鐘為1.2 GHz。具體原理框圖及實物圖如圖2所示。

該數(shù)字調(diào)頻源主要由5個功能模塊組成，分別是電源模塊、控制模塊、時鐘信號處理模塊、FPGA模塊、D/A模塊。外部的時鐘信號作為整個模塊的系統(tǒng)時鐘，在PRF信號到達后，地址產(chǎn)生器產(chǎn)生連續(xù)地址信號，驅(qū)動ROM把儲存的數(shù)據(jù)發(fā)送給D/A，由D/A轉(zhuǎn)換成低頻LFM信號輸出。

圖1 寬帶激勵信號源原理組成框圖

圖2 數(shù)字調(diào)頻源原理及實物圖

圖3為該數(shù)字調(diào)頻源產(chǎn)生的數(shù)字中頻LFM信號的時域和頻域特性曲線，信號的脈寬為8ms，信號帶寬為25 MHz，頻譜包絡接近理想LFM信號。

利用示波器采集該LFM信號后利用matlab進行分析，圖4(a)為時域相位特性，其中虛線為同頻標準LFM時域相位特性，實線為采集的數(shù)字中頻信號時域相位特性。圖4(b)為兩者的差值，即信號的時域相位誤差，可見相位誤差在0.02 rad以內(nèi)，具有很好的相位線性度。

2.2 頻率擴展組件設計

頻率擴展組件主要完成對低頻窄帶LFM信號的帶寬的擴展以及上變頻為Ku波段。這里采用的技術實現(xiàn)方案主要有兩種：“正交調(diào)制+倍頻/混頻”技術和“數(shù)字中頻＋倍頻/混頻”技術。

“正交調(diào)制＋倍頻/混頻”技術是首先通過數(shù)字技術產(chǎn)生相位正交的I /Q兩路基帶信號，通過模擬正交調(diào)制產(chǎn)生中頻LFM信號，再經(jīng)過倍頻/混頻進行頻譜擴展和變頻。在實際情況下，由于正交調(diào)制器的非理想特性，導致經(jīng)過調(diào)制后的LFM信號中均存在一定的載頻泄漏和鏡像頻率分量，這些雜散分量再經(jīng)過倍頻或混頻過程時，會相互疊加，進一步的擴大，而且很多的雜散分量會落入工作頻帶之內(nèi)不能通過濾波器濾除，最終嚴重惡化輸出信號譜質(zhì)。圖5是利用“正交調(diào)制＋倍頻/混頻”技術來實現(xiàn)Ku波段寬帶激勵信號源的原理圖。

首先通過正交調(diào)制，利用925 MHz本振產(chǎn)生925±200 MHz的中頻LFM信號，然后經(jīng)過16倍頻(內(nèi)部包含濾波及放大)后，得到14.8±1.6 GHz的寬帶LFM信號。所利用的模擬正交調(diào)制器性能優(yōu)良，鏡像頻率抑制度大于40 dBc, 載波泄漏抑制度大于40 dBc。最終得到LFM信號頻譜如圖6所示。

圖3 數(shù)字中頻信號時頻特性

圖4 數(shù)字中頻信號時域相位特性

圖5 正交調(diào)制+倍頻/混頻原理圖

能夠明顯看到中心頻率處的本振泄漏，同時帶內(nèi)由于存在雜散分量而導致譜線較為雜亂。本振泄漏會導致后端發(fā)射機飽和，而有用信號增益被抑制不能得到有效的放大。帶內(nèi)雜散嚴重影響信號譜質(zhì)，惡化脈沖壓縮，導致成像分辨率變差，所以該信號不能滿足系統(tǒng)應用要求，最終選擇了“數(shù)字中頻＋倍頻/混頻”技術。

圖6 Ku波段寬帶LFM信號頻譜實測圖

“數(shù)字中頻＋倍頻/混頻”技術是由基帶調(diào)頻源產(chǎn)生單路數(shù)字中頻信號，然后通過直接倍頻/混頻得到系統(tǒng)要求的寬帶激勵信號。該技術避免了正交調(diào)制器帶來的載頻泄漏和鏡像分量，也就避免了這些因素帶來的譜質(zhì)惡化，其具體原理如圖1所示。數(shù)字調(diào)頻源采用波形存儲直讀法產(chǎn)生單路數(shù)字中頻LFM信號，信號中心頻率為115.625 MHz，帶寬25 MHz，然后通過頻率擴展組件，其中采用了7次2倍頻技術對數(shù)字信號源產(chǎn)生的信號進行頻譜擴展，最后輸出中心頻率14.8 GHz，帶寬3.2 GHz的LFM信號。具體實物圖如圖7所示。

圖7 寬帶激勵源實物圖

3 關鍵技術分析與解決

3.1雜散分析

下面分別對數(shù)字調(diào)頻源和頻率擴展組件的雜散抑制問題進行詳細分析和說明。

數(shù)字調(diào)頻源位于整個系統(tǒng)的最前端，其雜散抑制性能的好壞直接影響到最終輸出信號的譜質(zhì)，對系統(tǒng)性能的實現(xiàn)起著非常關鍵的作用?？梢酝ㄟ^以下幾點提高中頻LFM信號的信雜比。

(1) 在滿足采樣定理的基礎上對信號進行過采樣，提高信號信噪比。本文設計的數(shù)字調(diào)頻源采樣率為1.2 Gs/s，遠高于所產(chǎn)生的中頻LFM信號的最高頻率。

(2) 提高數(shù)字調(diào)頻源上D/A的輸出位數(shù)。本文設計的D/A位數(shù)為10位。

(3) 具有良好的屏蔽和接地，防止信號串擾泄漏。

(4) 合理選擇數(shù)字調(diào)頻源輸出帶通濾波器，在保證信號帶內(nèi)相位線性度的同時，有效濾除帶外的諧雜波分量，使得帶外諧雜波抑制度達到70 dBc以上。

產(chǎn)生帶內(nèi)某單點頻信號可以較為清晰有效的測試數(shù)字調(diào)頻源輸出的有用頻帶內(nèi)及附近產(chǎn)生的雜散信號情況。圖8為數(shù)字調(diào)頻源產(chǎn)生115.625 MHz單點頻信號的輸出頻譜?？梢钥吹皆凇?0 MHz的頻域跨度內(nèi)雜散抑制度大于75 dBc。

圖8 頻域雜散特性實測圖

頻率擴展組件內(nèi)部的工作頻率從L波段一直到Ku波段，器件間的失配、放大器的自激、信號之間的串擾等都是雜散信號產(chǎn)生的主要來源，通過引入隔離器和衰減網(wǎng)絡等方式能夠改善匹配。根據(jù)器件的S參數(shù)，利用全波電磁仿真軟件設計匹配網(wǎng)絡進一步改善器件的駐波特性。

同理，在輸入信號的工作頻帶內(nèi)選取若干離散點頻，利用頻譜分析儀測量對應輸出的點頻信號，可對整個頻率擴展組件的雜散特性進行定量的測量和標定。針對本文設計的頻率擴展組件部分。這里給出3個頻點的測試結(jié)果，在輸入端分別灌入點頻，對應輸出分別為。輸出信號頻譜如圖9。經(jīng)過測量可以看到倍頻鏈的雜散抑制度大于65 dBc。這里需要說明的是由于輸入點頻經(jīng)過了7次倍頻，相位噪聲會進一步惡化，所以反映到最終的輸出譜線上會發(fā)現(xiàn)點頻譜線底部變粗，實際上是近端相噪抬升所致。

3.2相位噪聲分析

相位噪聲也是衡量寬帶LFM信號譜質(zhì)純度的主要指標之一。本文設計的調(diào)頻信號源最終輸出信號的相位噪聲主要取決于數(shù)字調(diào)頻源產(chǎn)生信號的相位噪聲和頻率擴展組件中倍頻環(huán)節(jié)對相噪的惡化。

數(shù)字調(diào)頻源產(chǎn)生的信號相噪主要是由輸入采樣時鐘相位噪聲和D/A芯片基底噪聲共同決定的。從工程經(jīng)驗上來說，D/A輸出信號實際上是采樣時鐘信號的“分頻”信號，在去除D/A芯片基底噪聲影響的前提下，D/A輸出“分頻”信號的相噪相對于采樣時鐘相噪減小量為，其中為輸出信號頻率，為采樣時鐘頻率。當D/A芯片固有基底噪聲遠低于此“分頻”后的信號相位噪聲時，D/A產(chǎn)生信號的相位噪聲主要由采樣時鐘“分頻”后的相位噪聲決定；當D/A芯片基底噪聲近似等于此“分頻”后的相位噪聲時，D/A產(chǎn)生信號的相位噪聲為“分頻”后的相位噪聲惡化3 dB；當D/A芯片基底噪聲遠高于此“分頻”后的相位噪聲時，D/A產(chǎn)生信號的相位噪聲要高于于芯片的基底噪聲。

表1給出了本文所設計的數(shù)字調(diào)頻源采樣時鐘1.2 GHz的相噪和所用D/A芯片的噪聲基底，根據(jù)上述方法得到輸出點頻為115.625 MHz時信號的相位噪聲。同時圖10給出了該點頻信號實際相噪測試曲線。

可以看到，測試與經(jīng)驗計算結(jié)果基本吻合。數(shù)字調(diào)頻源所用D/A的噪聲基底要低于采樣時鐘“分頻”頻率的相噪，那么其輸出信號的相位噪聲主要由輸入采樣時鐘相噪決定。為了提高數(shù)字調(diào)頻源輸出信號頻譜純度，需要利用高穩(wěn)定度頻率源產(chǎn)生采樣時鐘信號。

頻率擴展組件主要由倍頻環(huán)節(jié)組成，倍頻環(huán)節(jié)對信號的相位噪聲理論上具有的惡化，其中為倍頻次數(shù)。為了分析頻率擴展組件對信號相位噪聲的惡化程度，搭建了圖11實驗平臺。

為了能夠定量測試倍頻通道對信號相噪的惡化程度，利用安捷倫微波信號源E8257D在倍頻鏈輸入端分別灌入3個頻點，3個頻點均勻分布在倍頻鏈要求的輸入信號頻帶內(nèi)，頻率分別為：= 103.125，對應輸出分別為。

圖9 寬帶調(diào)頻源輸出點頻頻譜實測圖

表1 D/A輸出相位噪聲計算表

圖10 頻點相位噪聲測試結(jié)果

圖11 相位噪聲測試實驗臺搭建

首先利用圖11(a)測試信號源E8257D輸出各個點頻的相位噪聲，然后再利用圖11(b)測試每個輸入點頻對應的輸出點頻的相位噪聲，兩者的差值即為通道相噪惡化。將測試結(jié)果總結(jié)為表2所示。

寬帶倍頻鏈對于輸入點頻相位噪聲惡化理論上為42 dB(=128)，表2中測試結(jié)果表明本文所設計的倍頻鏈對于相噪的惡化基本在理論值附近變化。

表2倍頻通道相位噪聲測試表

Tab. 2 Phase noise deterioration calculation for the frequency multiplier chain

3.3系統(tǒng)幅相失真分析

由于整個頻率擴展組件中涉及到倍頻、濾波、放大等諸多的環(huán)節(jié)，在寬帶條件下，很難保證整個系統(tǒng)具有理想幅相特性，這些環(huán)節(jié)將不可避免引入幅相失真。為了得到高質(zhì)量的寬帶LFM信號，需要對系統(tǒng)幅相失真進行補償。

目前的寬帶調(diào)頻源，在數(shù)字部分采取波形存儲直讀技術，可以根據(jù)測量所得的系統(tǒng)幅相失真建立系統(tǒng)校正函數(shù)，再將校正函數(shù)融合到數(shù)字調(diào)頻源中，達到失真補償?shù)哪康摹?/p>

根據(jù)線性調(diào)頻信號的時頻對應關系，在線性調(diào)頻信號的時帶積遠大于1時，其時域幅相誤差與其頻域誤差成比例。本文采用一種時域幅相失真補償技術來完成寬帶LFM信號的幅相預失真。對于一個理想的倍頻系統(tǒng)，可以采用時域乘法模型模擬。設輸入理想LFM信號為

由上式可見，輸出信號的時域幅度包絡為基帶信號的次方，輸出信號的時域相位倍增了倍，線性調(diào)頻率變?yōu)?。結(jié)合本文設計的寬帶調(diào)頻源，=115.625 MHz,=128。

根據(jù)線性系統(tǒng)理論，對于實際的倍頻系統(tǒng)，可以近似等效為一個理想倍頻系統(tǒng)和一個帶有幅相誤差的線性系統(tǒng)的級聯(lián)。結(jié)合本文設計的寬帶系統(tǒng)，可以用圖12來等效，時域幅相補償是基于此模型進行的。

具體的時域預失真校正過程是：首先，向數(shù)字調(diào)頻源內(nèi)存中寫入標準理想LFM信號，利用高速數(shù)字信號分析儀采樣輸出的LFM信號，在時域提取系統(tǒng)的幅度誤差函數(shù)和相位誤差函數(shù)。然后，根據(jù)幅相誤差函數(shù)，對理想的帶寬為3.2 GHz的基帶LFM信號進行預失真校正。設帶寬為3.2 GHz的理想基帶LFM信號為

(4)

之后，將校正后的寬帶LFM信號進行“分頻”映射到帶寬為25 MHz的基帶LFM信號上，即基帶LFM信號為

最后，將經(jīng)過預失真校正的基帶LFM信號進行降采樣，并經(jīng)過數(shù)字正交調(diào)制到中頻本振115.625 MHz上，得到經(jīng)過幅相預失真的數(shù)字中頻信號，將該信號寫入數(shù)字調(diào)頻源內(nèi)存中。完成了幅相預失真補償工作。

4 系統(tǒng)測試結(jié)果與分析

為了能夠準確提取系統(tǒng)的幅相誤差，這里采用安捷倫公司的DSA-X系列高速數(shù)字信號分析儀對Ku波段寬帶LFM信號進行直接采集分析，采樣率為80 Gs/s。

當數(shù)字調(diào)頻源產(chǎn)生標準LFM時，最終輸出的Ku波段寬帶信號時頻分析結(jié)果如圖13所示。

經(jīng)過系統(tǒng)幅相預誤差校正后，實際輸出的Ku波段寬帶信號經(jīng)過示波器采樣后時頻分析結(jié)果如圖14所示。

為了驗證幅相校正的有效性，將激勵信號和標準LFM信號進行匹配壓縮。在未經(jīng)過幅相誤差預校正時，如圖13(b)，信號的幅度平坦度在±1 dB以內(nèi)。圖13(c)為寬帶信號時域相位與標準LFM信號時域相位之差，可見信號相位誤差由中心向兩邊逐漸惡化，這正與倍頻鏈路中的帶通濾波器的相位特性一致。由于相位誤差很大，所以導致與標準LFM信號匹配濾波后形成多個虛假目標(虛線為標準脈沖壓縮結(jié)果)，如圖13(d)所示，這樣的脈沖壓縮結(jié)果根本不能滿足系統(tǒng)指標要求。

圖12 寬帶倍頻系統(tǒng)線性模型

在經(jīng)過幅相誤差預校正之后，寬帶LFM信號的幅相特性得到了很大的改善。幅頻特性如圖14(b)所示，最終信號的幅度平坦度在±0.5 dB以內(nèi)。相位誤差如圖14(c)所示，最終信號的相位誤差控制在±0.2 rad以內(nèi)。得到脈沖壓縮結(jié)果如圖14(d)所示，與虛線所示的標準脈壓結(jié)果基本吻合，說明寬帶調(diào)頻信號源通過幅相誤差校正后得到了近似理想的脈壓特性，能夠保證系統(tǒng)的分辨率要求。

5 結(jié)束語

為了實現(xiàn)分辨率優(yōu)于0.1 m的合成孔徑雷達系統(tǒng)，本文介紹了中心頻率14.8 GHz，帶寬3.2 GHz的寬帶線性調(diào)頻源的設計過程。詳細闡述了系統(tǒng)的設計方案，并對設計過程中的關鍵技術問題如信號的雜散抑制、相位噪聲以及系統(tǒng)的幅相失真補償?shù)冗M行了詳細說明，最后給出了信號測試結(jié)果。實驗表明該寬帶調(diào)頻源滿足系統(tǒng)性能要求，為超高分辨率合成孔徑雷達寬帶調(diào)頻信號源的研發(fā)提供了一條有效的技術途徑。

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Design and Implementation of Wideband Exciter for an Ultra-high Resolution Airborne SAR System

Jia Ying-xinWang Yan-fei

(Institute of Electronics, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)(Graduate University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)

We designed and implemented a wideband Linear Frequency Modulated (LFM) pulse compression exciter with 14.8 GHz carrier and 3.2 GHz bandwidth based on an ultra-high resolution airborne SAR system with a better than 0.1 m resolution. The selection of a signal generation scheme and some key technique points for wideband LFM waveform are presented in detail. Then, an acute test and analysis of the LFM signal are performed. The final airborne experiments demonstrate the validity of the LFM source, which is one of the subsystems in an ultra-high resolution airborne SAR system.

Synthetic Aperture Radar (SAR); Exciter; Wideband; Linear Frequency Modulation (LFM)

TN958

A

2095-283X(2013)01-0077-09

10.3724/SP.J.1300.2013.20100

賈穎新(1980-)，男，河北遷安人，2005年于南開大學獲碩士學位，現(xiàn)為中國科學院電子學研究所助研，在讀博士生，主要研究方向為合成孔徑雷達寬帶收發(fā)系統(tǒng)設計及應用研究。E-mail: yingxinjia@gmail.com

王巖飛(1963-)，男，博士生導師，研究員，現(xiàn)任中國科學院電子學研究所航空微波遙感系統(tǒng)部主任。研究領域為信號處理和微波成像技術。E-mail: yfwang@mail.ie.ac.cn

2012-12-17收到，2013-01-23改回；2013-01-30網(wǎng)絡優(yōu)先出版

中國科學院知識創(chuàng)新項目(KGOX2-SW-414)資助課題

賈穎新 yingxinjia@gmail.com