汪 洋，羅全明，支樹播，周雒維

（輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術國家重點實驗室(重慶大學電氣工程學院)，重慶 400044）

0 引言

隨著日益突出的資源和環(huán)境問題，新能源的開發(fā)和利用越來越受到人們的重視。但是新能源發(fā)電中的光伏電池、燃料電池、蓄電池等的輸出電壓較低，甚至低于48 V，而針對220 V交流電網(wǎng)，半橋、全橋并網(wǎng)逆變器的輸入一般為直流760 V和380 V，如何實現(xiàn)高增益升壓變換是可再生能源并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中需解決的主要問題之一[1-7]。

理論上，基本BOOST變換器可以通過調整占空比D得到高于輸入電壓的任意輸出電壓值。但在實際工程應用中，存在如下問題：① 開關管和二極管的電壓、電流應力大；② 開關損耗、二極管反向恢復損耗大，導致變換效率低；③ dv/dt大，導致EMI嚴重；④ 抗輸入電壓擾動能力及動態(tài)性能差；⑤ 在大功率場合下，由于寄生參數(shù)的影響，升壓比峰值一般在6以下[8]?；谏鲜鲈颍芯扛咴鲆孀儞Q拓撲是很有必要的[9-10]。

要實現(xiàn)高增益，可以采用隔離型變換器，如推挽、正激、反激變換器等，不僅能調節(jié)占空比D，還能調整變壓器的匝數(shù)比來得到較高的輸出電壓。但是變壓器會由于自身的漏感引起一系列問題，如開關電壓過沖、EMI等，而且在體積要求較小及效率要求較高的場合下，隔離型變換器也難以滿足要求。對于非隔離型變換器，級聯(lián)BOOST變換器可以提高升壓比，但是主電路的控制相對復雜，而且保持級聯(lián)BOOST變換器穩(wěn)定工作也相對困難[11]。交錯并聯(lián)型 BOOST變換器[12-13]具有電路結構簡單、輸入電流紋波小，熱應力分布均勻等優(yōu)點，在實際中得到大量應用，但其升壓比與BOOST變換器并沒有得到提高，不適合用于高升壓場合，為此，文獻[14]在交錯并聯(lián)BOOST變換器的基礎上，通過采用耦合電感提高升壓比，但其開關管占空比必須小于0.5，限制了升壓比的進一步提高。

為了利用交錯并聯(lián)變換器的優(yōu)點[15-18]，并且實現(xiàn)高升壓變換，本文研究了一種交錯并聯(lián)高升壓BOOST變換器，首先從基本BOOST變換器的開關電感三端網(wǎng)絡出發(fā)，通過在其三條支路串入合適極性的電壓源來提高電壓增益，得到三種高增益開關電感三端網(wǎng)絡，通過對開關電壓應力的分析，確定了最優(yōu)的高增益開關電感三端網(wǎng)絡，然后基于拓撲組合研究了電路實現(xiàn)方案。在此基礎上，分析了所提出的交錯并聯(lián)高增益 BOOST變換器的工作原理，對其性能進行了詳細分析，進行了實驗研究。

1 高增益開關電感三端網(wǎng)絡

如何提高升壓變換器的增益呢？試想加入一個電壓源Vc，分別將其串聯(lián)在有源開關S、二極管D、電感 L組成的開關電感三端網(wǎng)絡中 3個不同支路中，如圖1所示。

采用圖1所示的高增益開關電感三端網(wǎng)絡所得到的高增益BOOST變換器的電壓增益分別為

圖1 高增益開關電感三端網(wǎng)絡Fig. 1 High step-up three-terminal switch-inductor network

其中：uin為a、b端的電壓差值；uc為電壓源Vc的電壓大小。由以上可知，M(D)a、M(D)b、M(D)c均大于 M(D)，即能提高升壓比，在 uc、uin、D 相同且 D<0.5時，M(D)a>M(D)b>M(D)c，而在 uc、uin、D相同且D>0.5時，M(D)a>M(D)c>M(D)b。值得注意的是，在使用高增益BOOST變換器的場合，由于輸出電壓高，導致開關器件電壓應力大，因此分析高增益開關電感三端網(wǎng)絡中開關器件的電壓應力十分重要?？梢钥闯?，在輸出電壓uo相同的情況下，與基本BOOST變換器相比，采用圖1(a)所示的高增益開關電感三端網(wǎng)絡對有源開關S及二極管D的電壓應力沒有影響，采用圖1(b)所示的高增益開關電感三端網(wǎng)絡可以降低有源開關S及二極管D的電壓應力，而采用圖1(c)所示的高增益開關電感三端網(wǎng)絡導致有源開關S及二極管D的電壓應力增加。對于圖1(b)所示的高增益開關電感三端網(wǎng)絡，電壓源Vc的存在一方面可以提高電壓增益，同時可以降低開關器件的電壓應力，比較而言，它是一種更優(yōu)的高增益開關電感三端網(wǎng)絡。

圖1(b)中的電壓源Vc如何實現(xiàn)呢？當電容電壓紋波相對于平均值很小時，可以等效為電壓源，因此考慮把電壓源Vc用一個大容量電容Cc替代，但由于二極管D的單向導電性，導致電容Cc一直放電，因此必須增加一條支路引入電流ic為Cc提供充電電流，如圖2(a)所示。ic通過另外一個高增益開關電感三端網(wǎng)絡引入，如圖2(b)所示，最后得到圖2(c)所示的本文介紹的新型交錯并聯(lián)高升壓BOOST變換器拓撲。

圖2 基于拓撲組合的交錯并聯(lián)高增益開關電感三端網(wǎng)絡的實現(xiàn)Fig. 2 Realization of the interleavd high step-up three-terminal switch-inductor network based on topology combination

2 工作原理

根據(jù)圖2(c)所示開關電感三端網(wǎng)絡的交錯并聯(lián)高升壓BOOST變換器，在分析其工作原理之前作如下假設：① 電容CM1=CM2，且Co、CM1、CM2足夠大，兩端電壓保持不變。② 電感L1與L2相等且足夠大，流過的電流連續(xù)；③ 所有器件都是理想器件，不考慮寄生參數(shù)等的影響。有源開關S1、S2采用交錯控制策略，由于開關占空比D>0.5和D<0.5時變換器的開關狀態(tài)有所區(qū)別，下面分別對這兩種情況進行分析。

2.1 D>0.5

D>0.5時，在一個開關周期Ts內變換器有4個開關狀態(tài)，其穩(wěn)態(tài)工作的主要波形如圖3所示，各開關狀態(tài)的等效電路如圖4所示。

下面就電路工作的一個周期內不同的四個階段來分析此電路的工作狀態(tài)。

狀態(tài)1：t0~t1時刻，開關管S1開通，S2仍處于開通狀態(tài)，此時的等效電路圖如圖4(a)所示，電感L1、L2儲存能量，電容 CM1、CM2無能量傳遞。狀態(tài)1持續(xù)到t1時刻，此時狀態(tài)2開始。

圖3 D>0.5時在一個開關周期Ts內的主要波形Fig. 3 Main waveforms in one switching period Ts when D>0.5

圖4 D>0.5時的等效電路Fig. 4 Equivalent circuit when D>0.5

狀態(tài)2：t1~t2時刻，開關管S2關斷，S1仍處于開通狀態(tài)，此時的等效電路圖如圖4(b)所示，電感L1儲存能量，電感 L2釋放能量，電容 CM1充電，CM2放電。此狀態(tài)持續(xù)到t2時刻，此時狀態(tài)3開始。

狀態(tài)3：t2~t3時刻，開關管S2重新開通，而 S1仍處于開通狀態(tài)，此時電路工作狀態(tài)同狀態(tài) 1；直到t3時刻S1再次關斷，S2重新開通，進入狀態(tài)4。

狀態(tài)4：t3~t4時刻，開關管S1關斷，S2重新開通，此時的等效電路圖如圖4(c)所示，電感L2儲存能量，電感L1釋放能量，電容CM2充電，CM1放電。此狀態(tài)持續(xù)到開關管 S1重新開通，此時新周期開始。

根據(jù)電感伏秒平衡原理，可得

根據(jù)電容安秒平衡原理，可得

2.2 D<0.5

D<0.5時，在一個開關周期Ts內變換器有4個開關狀態(tài)，如表 1所示。變換器工作于狀態(tài) 1、3時的等效電路分別同圖4(b)、圖4(c)，狀態(tài)2、4的等效電路圖如圖5所示。

表1 D<0.5時的開關狀態(tài)表Table 1 States of the switches when D<0.5

圖5 D<0.5時開關狀態(tài)2、4的等效電路Fig. 5 Equivalent circuit of the secondamp; fourth switch state when D<0.5

下面就電路工作的一個周期內不同的四個階段來分析此電路的工作狀態(tài)。

階段1：開關管S1開通，S2仍處于關斷狀態(tài)，此時的等效電路圖如圖4(b)所示，電感L1儲存能量，電感L2釋放能量，電容CM1充電，CM2放電。此階段持續(xù)到S1被關斷，此時階段2開始。

階段2：開關管S1被關斷，S2仍處于關斷狀態(tài)，此時的等效電路圖如圖5所示，電感L1、L2電流分別通過電容CM1與二極管Ds1串聯(lián)支路和電容CM2與二極管Ds2串聯(lián)支路續(xù)流，2個電容放電。此階段持續(xù)到開關管S2開通，此時階段3開始。

階段3：開關管S2開通，S1仍處于關斷狀態(tài)，此時的等效電路圖如圖4(c)所示，電感L2儲存能量，電感L1釋放能量，電容CM2充電，CM1放電。此階段持續(xù)到開關管S2被關斷，此時階段4開始。

階段4：開關管S2被關斷，S1仍處于關斷狀態(tài)，此時的等效電路圖如圖5所示，工作狀態(tài)同階段2。此階段持續(xù)到開關管S1開通，此時進入電路的下一個周期。

根據(jù)電感伏秒平衡和電容安秒平衡原理，可得

由于在實際工程中，一般升壓比M(D)>4時才考慮采用高升壓BOOST變換器，由以上分析可知，此時工作占空比D>0.5，因此下面主要分析占空比D>0.5時變換器的性能。

3 性能研究

3.1 電壓增益M

由以上分析可知

3.2 電壓應力

由以上分析可知，開關管S1、 S2及二極管DS1、DS2所承受的電壓應力uvpS1、uvpS2、uvpDs1、uvpDs2為

二極管 DM1、DM2所承受的電壓應力 uvpDM1、uvpDM2為

由式(5)、式(6)可知，uc為輸出電壓uo的1/2，因此有源開關S1、S2及二極管DS1、DS2所承受的電壓應力均為輸出電壓uo的1/2，而二極管DM1、DM2所承受的電壓應力就是輸出電壓uo。

3.3 電流應力

根據(jù)以上對電路工作狀態(tài)的分析，可得開關管S1、S2的電流應力 IS1rms、IS2rms為

二極管 DS1、DS2、DM1、DM2的電流應力 IDS1rms、IDS2rms、IDM1rms、IDM2rms為

3.4 無源器件的設計

電感的設計方法同傳統(tǒng)BOOST變換器。

其中，ΔIl為輸入電流紋波

其中，ΔUC為電容電壓紋波。

4 拓撲推廣

實際上，通過增加串并聯(lián)單元的個數(shù)，可以得到本拓撲的推廣形式，如圖6所示。

圖6 拓撲推廣形式Fig. 6 Extension of topology

圖6 中，串聯(lián)單元為m個，并聯(lián)單元為n個。

變換器的升壓比為

各二極管和開關管上的電壓應力為

其中：i=1,2,…,m；j=1,2,…, n。

電流應力為

5 實驗研究

實驗參數(shù)如下：輸入電壓 uin=24 V，占空比D=0.7，輸出電壓uo=160 V，輸出功率po=512 W，電感 L1=L2=92 μH，電容CM1=CM2=4.7 μF，輸出電容Co=1 000 μF，開關頻率fs=40 kHz，有源開關S1、S2均選用 IRF640PBF，二極管 DS1、DS2、DM1、DM2均選用MUR1660。圖7(a)為開關管S1、S2兩端電壓uS1、uS2波形，占空比為0.7，電壓應力為輸出電壓uo的一半。圖7(b)為二極管DS1兩端電壓uds1波形，電壓應力為輸出電壓uo的一半。圖7(c)為二極管DM1兩端電壓udM1波形，電壓應力等于輸出電壓uo。圖7(d)為輸入電流 iin、電感電流 il1、il2波形，其平均值相等且為輸入電流的一半。圖7(e)為輸入電壓uin和輸出電壓uo的波形，升壓比達到了6.6，是傳統(tǒng)型交錯并聯(lián)BOOST變換器的2倍。

圖7 實驗結果Fig. 7 Experimental results

6 結論

為提高基本BOOST變換器的電壓增益，本文從開關電感三端網(wǎng)絡出發(fā)，通過在其三條支路串入合適極性的電壓源，得到三種高增益開關電感三端網(wǎng)絡，再通過對開關電壓應力的分析，確定了最優(yōu)高增益開關電感三端網(wǎng)絡并研究了電路實現(xiàn)方案，得到了一種基于拓撲組合的高增益BOOST變換器。在此基礎上，分析了其在D>0.5及D<0.5時的工作原理，并對D>0.5時變換器的性能進行了詳細分析，并提出了一種拓撲推廣形式，最后進行了實驗研究，結果表明，所提出的變換器在開關占空比D>0.5時具有如下特點：①電壓增益為基本BOOST變換器的兩倍；②變換器中兩BOOST單元可實現(xiàn)自動均流，有利于散熱設計，與交錯并聯(lián)BOOST變換器相比，不需均流控制，控制電路簡單；③有源開關的電壓應力減為輸出電壓的一半，即為基本BOOST變換器的一半。

[1] 金科, 楊孟雄, 阮新波．三電平雙向變換器[J]．中國電機工程學報, 2006, 26(18): 41-46.JIN Ke, YANG Meng-xiong, RUAN Xin-bo．Three-level bidirectional DC-DC converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2006, 26(18): 41-46.

[2] Liu C, Johnson A, Lai J S. A novel three-phase high-power soft-switched DC/DC converter for low-voltage fuel cell applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 41(6): 1691-1697.

[3] 劉邦銀, 段善旭, 胡歡, 等. 直流模塊式建筑集成光伏系統(tǒng)的協(xié)調控制[J]. 中國電機工程學報, 2009, 29(14)：109-114.LIU Bang-yin, DUAN Shan-xu, HU Huan, et al.Coordinate control of DC-module-based building integrated photovoltaic system[J]. Proceedings of the CSEE, 2009, 29(14): 109-104.

[4] Liu C, Lai J S. Low frequency current ripple reduction technique with active control in a fuel cell power system with inverter load[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(4): 1429-1436.

[5] 呂曉東, 李武華, 吳建德, 等. 一種隔離型有源箝位交錯并聯(lián) Boost軟開關變換器[J]. 中國電機工程學報,2008, 28(27): 7-11.Lü Xiao-dong, LI Wu-hua, WU Jian-de, et al. An isolated active-clamp interleaved boost converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(27): 7-11.

[6] 劉邦銀, 梁超輝, 段善旭. 直流模塊式建筑集成光伏系統(tǒng)的拓撲研究[J]．中國電機工程學報, 2008, 28(20)：99-104．LIU Bang-yin, LIANG Chao-hui, DUAN Shan-xu.Research on topology of DC-module-based building integrated photovoltaic system[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(20): 99-104.

[7] Calderon-Lopez G, Forsyth A J, Nuttall D R. Design and performance evaluation of a 10 kW interleaved boost converter for a fuel cell electric vehicle[C] // IEEE PEMC, 2006: 1-5.

[8] 胡萍, 紀小龍, 楊靜. 高升壓比交錯并聯(lián)BOOST電路的分析[J]. 通信電源技術, 2011, 28(1): 4-7.HU Ping, JI Xiao-long, YANG Jing. High step-up ratio interleaved boost circuit[J]. Telecom Power Technology,2011, 28(1): 4-7.

[9] Erickson R W, Maksimovic D. Fundamentals of power electronics[M]. 2nd ed. MA: Kluwer Academic, 2001.

[10] Davoudi A, Jatskevich J. Parasitics realization in state-space average-value modeling of PWM DC–DC converters using an equal area method[J]. IEEE Transactions on Circuits and System I, 2007, 54(9):1960-1967.

[11] Huber L, Jovanovic M M. A design approach for server power supplies for networking[C] // IEEE APEC, 2000:1163-1169.

[12] Hwu K I, Yau Y T. An interleaved AC–DC converter based on current tracking[C] // IEEE Trans Ind Electron,2009, 56(5): 1456-1463.

[13] Franceschini G, Lorenzani E, Cavatorta M, et al. 3 boost:a high-power three-phase step-up full-bridge converter for automotive applications[J]. IEEE Trans on Ind Electron, 2008, 55(1): 173-183.

[14] Tseng S Y, Shiang J Z, Su Y H. A single-capacitor turn-off snubber for interleaved boost converter with coupled inductor[C] // IEEE PEDS, 2007: 202-208.

[15] Franco L C, Pfitscher L L, Gules R. A new high static gain non-islated DC-DC converter[C] // Power Electronics Specialist Conference, 2003: 1367-1372.

[16] 楊偉, 林弘, 趙虎. 燃料電池并網(wǎng)控制策略研究[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制, 2011, 39(21): 132-137.YANG Wei, LIN Hong, ZHAO Hu. Research on the control strategy to connect fuel cells with power grid[J].Power System Protection and Control, 2011, 39(21):132-137.

[17] 李立, 劉剛. 多電池組儲能系統(tǒng)雙向DC-DC變換器的研制[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制, 2011, 39(3): 90-94.LI Li, LIU Gang. Development of bi-directional DC-DC converter in multiple battery energy storage system[J].Power System Protection and Control, 2011, 39(3):90-94.

[18] 邱培春, 葛寶明, 畢大強. 基于蓄電池儲能的光伏并網(wǎng)發(fā)電功率平抑控制研究[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制,2011, 39(3): 29-33.QIU Pei-chun, GE Bao-ming, BI Da-qiang. Battery energy storage-based power stabilizing control for grid-connected photovoltaic power generation system[J].Power System Protection and Control, 2011, 39(3): 29-33.