孫美玲，張世林，毛陸虹，謝 生，周曉秋

(天津大學(xué)電子信息工程學(xué)院，天津300072)

近年來RFID標(biāo)簽已有大量的研究和應(yīng)用［1－2］，但基于ISO/IEC 18000－4協(xié)議的有源/半有源標(biāo)簽卻少有報道。目前基于該協(xié)議的標(biāo)簽主要是采用工作在2.4 GHz ISM頻段的收發(fā)芯片結(jié)合MCU組成板級的標(biāo)簽?zāi)K［3－4］。文獻［5］報道了一種單片集成的標(biāo)簽，但其工作在無源模式。本文設(shè)計實現(xiàn)了一種應(yīng)用在基于ISO/IEC 18000－4協(xié)議的單片集成有源標(biāo)簽中的中頻放大與RSSI(接收強度指示器)電路。

RSSI是收發(fā)機中的重要模塊，用來檢測幾十dB到上百dB動態(tài)范圍的輸入功率，產(chǎn)生一個和輸入功率的對數(shù)成正比的輸出電壓或電流。檢測輸入功率的目的主要包括:接收機根據(jù)檢測到的輸入功率調(diào)整接收鏈路的增益，避免出現(xiàn)飽和;根據(jù)接收信號的強度，調(diào)整發(fā)射機發(fā)射功率，實現(xiàn)功率控制;通過檢測的信號強度計算出接收機和發(fā)射機的距離，實現(xiàn)定位。本文采用UMC 0.18 μm工藝實現(xiàn)了一種接收強度指示器(RSSI)。并且提出了一種低功耗、對溫度和工藝變化不敏感的限幅放大器，提出了降低級聯(lián)放大器噪聲和降低級間干擾的實現(xiàn)方法。

1 RSSI的原理

圖1為RSSI的基本結(jié)構(gòu)，主要包括限幅放大器和整流器。利用限幅放大器分段近似對數(shù)運算，限幅放大器的差分輸出電壓經(jīng)過全波整流器后轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏鞑⑾嗉?，通過片外的RC低通濾波器轉(zhuǎn)換為直流電壓。RSSI的檢測精度主要由限幅放大器增益的精度和整流器線性度決定。

圖1 RSSI的原理

文獻［6－7］利用NMOS輸入差分對跨導(dǎo)和接成二極管的NMOS負載的跨導(dǎo)的比確定限幅放大器的增益。由于工藝變化、MOS管的襯偏效應(yīng)、遷移率退化、速度飽和等高階非理想效應(yīng)導(dǎo)致增益誤差，因此不適于深亞微米工藝。文獻［8］利用偏置復(fù)制技術(shù)來降低MOS管高階非理想效應(yīng)對增益的影響，但功耗增加不適于用在有源標(biāo)簽中。文獻［9－10］利用電阻的比值實現(xiàn)精確的、對溫度、工藝變化不敏感的增益。但增加的共模反饋電路也增加了功耗。此外限幅放大器在限幅輸出時存在波形的畸變［10］對前幾級限幅放大器產(chǎn)生干擾降低了RSSI的最小檢測電壓。

2 電路設(shè)計與分析

2.1 限幅放大器

圖2是提出的限幅放大器。MP1、MP3、MN1、MN3、MN5 形成超源隨器［11］，MP1，MP2 的襯底與源極短接消除襯偏效應(yīng)。輸入差分電壓全部反饋在電阻R1，R2上，等效跨導(dǎo)為1/(R1+R2)，因此忽略電阻的電壓系數(shù)時輸入跨導(dǎo)和輸入電壓無關(guān)，相對于MOS跨導(dǎo)具有更好的線性度。高阻多晶硅電阻R1、R2將輸入電壓轉(zhuǎn)換成電流并通過電流鏡MN1(MN2)－MN7(MN9)鏡像，在R3、R4上產(chǎn)生輸出電壓。直流電壓增益為:

本設(shè)計中A0=12 dB。R3，R4和MP3，MP4形成自偏置負載，因此不需要加入共模檢測與共模反饋電路，降低了電流消耗。級聯(lián)的限幅放大器工作在開環(huán)狀態(tài)，由于失配和輸入差分信號的直流電壓成分會導(dǎo)致失調(diào)電壓經(jīng)過若干級放大后使限幅放大器輸出飽和，MP9－MP12，MN11、MN12 組成失調(diào)消除電路［9］。限幅放大器增益的相對誤差為:

圖2 限幅放大器

其中VOV7為MN7的過驅(qū)動電壓，由速度、功耗和增益精度的折中考慮，VOV7=100 mV。

傳統(tǒng)的限幅放大器［6－8］的增益受溫度變化、工藝變化影響較大，從而導(dǎo)致RSSI的檢測精度降低。片上電阻阻值與溫度的關(guān)系可表示為:

其中TC1、TC2分別是電阻的一階、二階溫度系數(shù)。由式(1)可知，增益由電阻的比值決定，當(dāng)電阻為同種材料時，溫度的變化不會影響增益。工藝變化的影響可分為工藝角和失配兩種情況。工藝角的變化對增益的影響可以忽略。圖3為工藝角和溫度對限幅放大器的增益影響，在低頻時最大增益變化為0.04 dB，幾乎與溫度和工藝角無關(guān)。在高頻時，由于不同溫度和工藝角下，限幅放大器的零極點發(fā)生改變，因此增益衰減發(fā)生變化，導(dǎo)致高頻最大增益變化為1 dB，但由于限幅放大器的零極點遠在信號的通帶之外，因此高頻增益變化并不影響系統(tǒng)的性能。對于失配的影響，主要包括MOS管的閾值電壓失配ΔVth，MOS管的尺寸失配Δ(W/L)和電阻的失配ΔR。由式(2)可知增益精度主要由電阻、NMOS尺寸和閾值電壓各自的相對精度決定，與電源電壓、溫度和MOS管的非理想效應(yīng)無關(guān)，在0.18 μm CMOS工藝下(ΔA0/A0)≈5%－10%。圖4顯示了不同失配對增益的影響。可見閾值電壓的失配主要決定了增益的誤差。通過增大MOS管的面積，經(jīng)仿真失配導(dǎo)致的增益誤差小于0.5 dB。

圖3 限幅放大器的工藝角仿真

圖4 失配與增益誤差的關(guān)系

由限幅放大器的半邊電路可知MP1、MN3、MN5形成局部負反饋，因此其頻率相應(yīng)會影響放大器的穩(wěn)定性與建立行為。由圖5，經(jīng)過分析和化簡可得:

其中:

其中 Cjs、Cjd分別為源、漏結(jié)電容，Cgs、Cgd分別為柵源、柵漏電容。通過仿真可得 ωz=－3.24×109rad/s，ωp1=－4.73×108rad/s，ωp2=－5.79×109rad/s。限幅放大器輸入級的極點和零點頻率遠大于信號通帶范圍，因此不會影響限幅放大器的帶內(nèi)增益和穩(wěn)定性。

圖5 限幅放大器輸入級等效模型

第一級限幅放大器的等效輸入噪聲電壓決定了可檢測信號電壓的最小值。級聯(lián)的限幅放大器每兩級連接一個一階低通濾波反饋網(wǎng)絡(luò)進行直流失調(diào)消除，因此1/f噪聲的影響可以忽略。限幅放大器的等效輸入噪聲主要由MOS管的熱噪聲決定。經(jīng)過分析可知限幅器的噪聲主要由MN1(2)、MN5(6)、MN7(9)、MN11(12)、MP3(4)、MP5(7)、MP6(8)、MP9(10)、MP11(12)的熱噪聲組成，而共柵管的熱噪聲影響可以忽略［12］。限幅放大器的等效噪聲要求由中頻放大器的輸入信號信噪比要求決定，即:

其中，SNR min為輸入信號最小信噪比，Vin為輸入信號振幅，Vn，ref為等效輸入噪聲的均方根電壓。根據(jù)系統(tǒng)要求，SNR=48 dB，Vin=125 mV，可得最大噪聲均方根電壓為351 μV。為了降低第1級和第2級限幅放大器的噪聲影響，在這兩級放大器的差分輸出端并聯(lián)補償電容，將第1級放大器的主極點降至4 MHz，第2級的主極點降至8 MHz，從而降低在頻率上積分后的噪聲電壓(圖6)，并分別提高兩級放大器的增益1 dB和0.4 dB，以抵消主極點的影響?？紤]到MIM電容下級板對地的寄生電容會引入失調(diào)，因此并聯(lián)電容被拆分成兩個首尾并聯(lián)的等值電容。經(jīng)過仿真，未加入補償電容時，限幅放大器的輸入?yún)⒖季礁肼曤妷簽?62 μV，對應(yīng)SNR為50 dB，加入補償電容后輸入?yún)⒖季礁肼曤妷簽?2 μV，對應(yīng) SNR為60 dB。

圖6 限幅放大器的頻率補償

2.2 整流器

全波整流器用以將限幅放大器的差分雙極性輸出電壓變?yōu)閱螛O性的電流［10］。如圖7所示，Vnc1－Vnc2＞0時，MN1上的電流增大，MP5的漏極電壓增大，使MP5、MP7截止;MN3電流減小并被MP3鏡像到MP4，MP6提供電流補償MP4減小的電流，MP6的電流鏡像到MP8上并輸出，輸出電流經(jīng)片外的RC并聯(lián)電路濾波，產(chǎn)生直流RSSI電壓。因此無論Vnc1－Vnc2的極性如何，輸出電流均為相同極性，從而實現(xiàn)全波整流。

圖7 全波整流器

2.3 限幅放大器的級間干擾

限幅放大器的第一級易受到后級通過偏置耦合過來的信號影響，當(dāng)后級出現(xiàn)限幅時更加明顯。后級放大器通過 MN3(4)，MN5(6)，MP3(4)的電容Cgd將信號耦合到偏置電壓上。理想情況下由于全差分結(jié)構(gòu)能夠抑制偶次諧波失真，偏置電壓上的耦合信號為零。但當(dāng)出現(xiàn)限幅時，由于電路瞬態(tài)工作點不對稱，因而導(dǎo)致直流偏置點上的耦合信號不再為零。例如MN5工作在線性區(qū)，MN6工作在飽和區(qū)，Vbn1的變化為:

其中 Cox為柵單位氧化電容，Cgd，ovl、Cgs，ovl為柵漏、柵源交疊電容，ΔV和－ΔV為Vnc1和Vnc2節(jié)點的電壓變化。為了降低后級放大器對前級的干擾，偏置電路加入3個一階RC濾波電路，濾波器輸出分別對第1、2級，第3、4級，第5級進行獨立的偏置如圖8所示。為了減小芯片面積，NMOS管的偏置電路的電阻采用工作在線性區(qū)NMOS管，電容采用源、漏、襯底短接NMOS管。PMOS管的偏置電路的電阻采用工作在線性區(qū)PMOS管，電容采用源、漏、襯底短接PMOS管。圖9為輸入差分信號電壓1 mV時，加入偏置濾波和未加入濾波時第1級限幅放大器的單端輸出電壓，可以看到未加偏置濾波時輸入信號較小的情況下，偏置干擾導(dǎo)致第1級輸出嚴(yán)重失真。

圖8 帶RC濾波的偏置電路

圖9 偏置濾波和未濾波的單端輸出電壓

后級放大器還可以通過襯底耦合到第1級，由于所用工藝采用輕參雜襯底(電阻率為15 Ω·cm)，因此采用遠距離隔離第1級和第3級～第5級，并加入P+保護環(huán)對各級放大器進行隔離，根據(jù)文獻［13］保護環(huán)寬度選擇為10 μm可以有效吸收襯底耦合過來的噪聲超過10 μm后吸收效果的增加趨于飽和。

3 芯片測試結(jié)果

本文的 RSSI指示器芯片采用 UMC 0.18 μm 1P6M RF-CMOS工藝實現(xiàn)。芯片照片如圖10(a)所示，芯片尺寸為1 mm(0.9 mm。圖10(b)為芯片鍵合后測試PCB的照片。IF輸入經(jīng)變壓比為1∶1巴倫轉(zhuǎn)為差分信號，經(jīng)過隔直電容加到芯片的信號輸入端口。直流偏置電壓通過電阻加到芯片的輸入端口。芯片的電源與地之間并聯(lián)片外電容濾除電源噪聲。

圖10 芯片照片和PCB測試示意圖

圖11 RSSI輸出電壓的測試結(jié)果

測試儀器包括Agilent E4438C射頻信號源，Tektronix TPS2014數(shù)字示波器，SUING SS1792C直流穩(wěn)定電源。在1.8 V直流電源供電情況下，芯片消耗直流電電流為1.1 mA。RSSI的輸出測試方案為使用射頻信號源以一定的時間間隔，采用對數(shù)形式掃描輸出電壓，使用示波器和電壓表測量RSSI電壓。圖11(a)輸入頻率2 MHz中頻信號時示波器顯示的RSSI輸出電壓。圖10(b)為根據(jù)測量結(jié)果擬合的輸入輸出特性曲線，實際RSSI檢測動態(tài)范圍為45 dB。在－5℃和25℃時，RSSI電壓曲線在輸入幅度較大時幾乎完全重合，而在輸入信號較小時不同，因為此時噪聲本底不同。檢測范圍下降3 dB的主要原因是測試用電源噪聲和片外元件失配所導(dǎo)致。

4 結(jié)論

針對可定位2.45GHz標(biāo)簽的系統(tǒng)指標(biāo)，采用UMC 0.18 μm工藝實現(xiàn)了一種接收強度指示器(RSSI)。在1.1 mA的電流消耗下，實現(xiàn)了45 dB動態(tài)范圍的功率檢測。提出了了一種低功耗、對溫度和工藝變化不敏感的限幅放大器，分析了其增益誤差、噪聲和頻率特性。針對級聯(lián)放大器的級間干擾，提出了降低級聯(lián)放大器噪聲和降低級間干擾的實現(xiàn)方法。該芯片可廣泛應(yīng)用在有源標(biāo)簽，藍牙，GPS等低中頻收發(fā)芯片的接收鏈路中。

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