紀(jì)新峰，陳 會(huì)，張京國(guó)，張玉興

(1.中國(guó)空空導(dǎo)彈研究院，河南 洛陽(yáng) 471009;2.電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院，成都 611731)

0 引言

隨著微波毫米波固態(tài)器件的發(fā)展，固態(tài)微波毫米波高功率放大技術(shù)引起了人們的廣泛關(guān)注。由于單個(gè)MMIC 輸出功率能力有限，難于滿足工程應(yīng)用的要求，功率合成技術(shù)是獲得大功率固態(tài)微波毫米波源的最重要、最有效途徑。功率分配/合成技術(shù)性能的好壞直接影響到整個(gè)系統(tǒng)能量的分配和合成效率。

對(duì)于功分器，需要在一定的頻率范圍內(nèi)輸出功率按一定的比例分配，并且要求各輸出端口之間相互隔離，各輸入輸出端口匹配及傳輸損耗盡可能小［1-3］。傳統(tǒng)的平面功率合成方法，如wilkinson 功分器、lange電橋和分支線耦合器等，由于輸出功率有限、工作帶寬窄［1-3］和散熱特性差等一些固有的缺陷已不適用，而波導(dǎo)空間功率合成以其寬頻帶、低插損和散熱特性良好的優(yōu)點(diǎn)［4-6］正成為國(guó)內(nèi)外研究的熱點(diǎn)。

本文在綜合各種合成結(jié)構(gòu)優(yōu)劣基礎(chǔ)上，根據(jù)徑向波導(dǎo)主模(TM00模）對(duì)稱(chēng)性特點(diǎn)，設(shè)計(jì)并制作了一種基于徑向波導(dǎo)的五路功分/合成方案。測(cè)試結(jié)果表明，該合成器在X波段接近900 MHz 帶寬內(nèi)插入損耗小于0.75 dB，輸入回波損耗大于20 dB，輸出回波損耗大于12.5 dB，具有優(yōu)良的散熱特性和大功率承受能力，特別適合于制作寬帶微波毫米波大功率合成放大器。

1 無(wú)源網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)及理論依據(jù)

根據(jù)電磁場(chǎng)理論，徑向波導(dǎo)中主模為T(mén)M00，它的場(chǎng)結(jié)構(gòu)表達(dá)式如下:

因此，徑向波導(dǎo)的主模TM00模電磁場(chǎng)分布具有軸向?qū)ΨQ(chēng)性:電場(chǎng)只有z 向分量，磁場(chǎng)只有Ф 向分量;在半徑為R的圓周上，電場(chǎng)相同，磁場(chǎng)大小相等，方向沿圓周切向分布［7］。這種場(chǎng)結(jié)構(gòu)的對(duì)稱(chēng)特性為構(gòu)建N端口功率分配/合成器提供了理論依據(jù)。

根據(jù)TM00模的場(chǎng)結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，本文設(shè)計(jì)的X波段五路徑向波導(dǎo)功分/合成器的二維平面視圖及尺寸定義如圖1所示，其中圖1(a）是俯視圖，圖1(b）是截面圖。波導(dǎo)內(nèi)包含一個(gè)中心探針和5個(gè)均勻分布的外圍探針。5個(gè)外圍探針均勻分布在一個(gè)同心圓上，這樣可簡(jiǎn)化功分/合成電路結(jié)構(gòu)。為了保持電路結(jié)構(gòu)的對(duì)稱(chēng)性，所有外圍探針的形狀和尺寸都相同，根據(jù)匹配特性，中心探針可能與外圍探針形狀和尺寸不同。

圖1 五路功分器的二維視圖

根據(jù)文獻(xiàn)［8］對(duì)波導(dǎo)功分器進(jìn)行理論分析，可以得到徑向波導(dǎo)功分器的初始尺寸，即徑向腔體直徑為2R=60.0 mm，高度p=20.0 mm;中心探針直徑為a=3.0 mm，高度為d=5.3 mm，同軸探針內(nèi)導(dǎo)體直徑為b=1.3 mm，外導(dǎo)體直徑為4.2 mm，高度c=2.2 mm;外圍探針直徑e=2.4 mm，高度h=6.5 mm，而同軸探針直徑與中心探針的尺寸一樣，即f=1.3 mm，g=2.2 mm，而外圍探針距離中心導(dǎo)體的距離為r=22.0 mm。

在全波電磁場(chǎng)仿真軟件HFSS 環(huán)境下，所構(gòu)建的五路徑向波導(dǎo)功分器/合成器的電磁場(chǎng)仿真模型如圖2所示。在一定條件下，圖2所示徑向波導(dǎo)的中心同軸探針可在徑向波導(dǎo)中激勵(lì)起TM00，其能量在沿著徑向傳播的過(guò)程中會(huì)遇到對(duì)稱(chēng)分布的分支同軸探針，這樣能量就會(huì)耦合到分支同軸探針上，從而實(shí)現(xiàn)能量的等分，反之則為合成。圖2 形象地展示了能量被等分或合成的原理。

圖2 電磁模型及電場(chǎng)矢量分布

根據(jù)這種空間功率合成系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)和主模的對(duì)稱(chēng)性，可推知它的各路幅相一致性很好［8］;又因?yàn)樗鼘儆诓▽?dǎo)系統(tǒng)，所以傳輸損耗很小，而功率容量很大［4］;另外，因主模TM00模為柱面TEM 模式(把徑向看為波傳播方向時(shí)），所以可推知它一定具有較寬的工作帶寬。由此可見(jiàn)，用徑向波導(dǎo)構(gòu)建成的空間功率合成系統(tǒng)一定是一種工作帶寬寬、合成效率高、功率容量大的理想空間功率合成系統(tǒng)。

2 簡(jiǎn)化模型及等效電路

為了分析徑向功分/合成電路，可以把徑向波導(dǎo)功分器/合成器等效為一種簡(jiǎn)化的電磁模型，將整個(gè)功分器/合成器分為兩個(gè)區(qū)域:半徑為R0的包含中心探針的中心區(qū)域和中心區(qū)域以外的包含外圍探針的外圍區(qū)域。根據(jù)TM00電磁場(chǎng)分布特點(diǎn)，扇形波導(dǎo)間可用理想磁壁分開(kāi)。當(dāng)功分器/合成器路數(shù)較多時(shí)，每個(gè)扇形波導(dǎo)可近似為矩形波導(dǎo)［9］。

以N 路徑向功分/合成電路為例，把含中心探針的中心區(qū)域可以看作一個(gè)二端口電路，外圍區(qū)域可以等效為N個(gè)矩形波導(dǎo)-探針過(guò)渡結(jié)構(gòu)，每個(gè)波導(dǎo)-探針過(guò)渡也可以等效為一個(gè)二端口電路。這樣，外圍區(qū)域就可以等效為由N個(gè)波導(dǎo)-探針過(guò)渡電路的并聯(lián)結(jié)構(gòu)，從而可以得出徑向波導(dǎo)功分電路/合成電路的總體等效電路［9］，如圖3所示。

圖3 徑向波導(dǎo)功分器總體等效電路

圖3中，Yp=G+jB為外圍探針導(dǎo)納，從參考面AA'看向左邊的導(dǎo)納為Y1=GL+jBL，而從參考面AA'看向右邊的外圍探針陣列方向的導(dǎo)納為Y2=GS+jBS。功分合成電路要達(dá)到良好匹配必須滿足以下條件:

當(dāng)令Φ1=00時(shí)，可以得到外圍探針陣列的總導(dǎo)納為

當(dāng)確定了G、B和Φ2之后，就可以確定Y2值，那么中心探針的導(dǎo)納值YC=GC+jBC和ABCD 矩陣就可以確定下來(lái)了。

3 徑向波導(dǎo)功分器的仿真及測(cè)試結(jié)果

根據(jù)上述電磁場(chǎng)原理，以上結(jié)構(gòu)的整個(gè)仿真優(yōu)化過(guò)程總體上分為以下幾個(gè)步驟:首先根據(jù)X波段頻率，確定徑向波導(dǎo)的初始尺寸，然后利用HFSS 三維電磁場(chǎng)仿真軟件對(duì)建立的初始結(jié)構(gòu)模型進(jìn)行仿真。初始結(jié)果與理想數(shù)據(jù)有一定的偏差，可以通過(guò)優(yōu)化外圍探針到中心的距離、外圍探針的半徑、外圍探針的高度得到更好的仿真結(jié)果。圖2 就是利用上述原理建立的X波段五路功分器/合成器最終的整體電磁場(chǎng)仿真模型。從圖2 可以直觀地看出，電場(chǎng)能量被等距離分布于徑向波導(dǎo)同一半徑圓周上的各支路同軸探針等分。本文中的功率分配器，端口1為輸入端口，2、3、4、5、6為輸出端口。

幅度、相位與頻率關(guān)系的仿真結(jié)果分別如圖4、圖5所示。由圖可知，5 條支路的振幅和相位在仿真的整個(gè)頻率范圍內(nèi)重合為一條曲線。這說(shuō)明由于功分器結(jié)構(gòu)和主模的對(duì)稱(chēng)性，各支路的幅相一致性非常好，幅度差和相位差幾乎不影響合成效率。

圖4 輸出端口幅度與頻率的關(guān)系

圖5 輸出端口相位與頻率的關(guān)系

根據(jù)仿真建模時(shí)的材料、尺寸要求，腔體和探針?lè)謩e選擇紫銅、鋁兩種材料，加工時(shí)注意盡可能增加腔體內(nèi)表面的光潔度，加工精度控制在0.1 mm。由于加工裝配誤差的存在，需加工不同半徑、長(zhǎng)度的外圍探針和中心探針，以備調(diào)試時(shí)使用。裝配后的功率分配器外部結(jié)構(gòu)輸入端平面圖、輸出端平面圖如圖6所示。

圖6 功分器加工實(shí)物圖

功分器的插入損耗及輸入回波損耗仿真曲線與測(cè)試曲線如圖7所示。由圖可知，五路徑向波導(dǎo)功分器/合成器在X波段近900 MHz的帶寬范圍內(nèi)，插入損耗及輸入回波損耗的仿真與測(cè)試結(jié)果一致性比較好，插入損耗小于0.75 dB，輸入回波S11大于20 dB，輸入回波損耗和插入損耗指標(biāo)都很好。

圖7 插入損耗及輸入回波損耗的仿真與測(cè)試結(jié)果

功分器的輸出回波損耗仿真與測(cè)試結(jié)果如圖8所示。功分器在X波段近900 MHz的帶寬范圍內(nèi)，仿真結(jié)果與測(cè)試結(jié)果一致性比較好，低端頻率輸出回波損耗測(cè)試結(jié)果優(yōu)于仿真結(jié)果，高端頻率，測(cè)試結(jié)果劣于仿真結(jié)果，輸出回波損耗S22 大于12.5 dB?？梢?jiàn)，以端口2為代表的分配器輸出端口的S 參數(shù)很差，但是這并不能反應(yīng)輸出端口的實(shí)際反射情況。這主要是因?yàn)樵诙喽丝诰W(wǎng)絡(luò)反射電壓波不僅和自身端口S 參數(shù)有關(guān)，還和其他端口之間耦合有關(guān)。由于2、3、4、5、6 這5個(gè)輸出端口位于同一個(gè)平面上，它們之間的耦合更強(qiáng)［10］。

圖8 輸出回波損耗的仿真與測(cè)試結(jié)果

為了更好地得到功率合成網(wǎng)絡(luò)的插入損耗，估算無(wú)源合成網(wǎng)絡(luò)的合成效率，需要進(jìn)行功率合成網(wǎng)絡(luò)的背靠背測(cè)試。圖9所示兩個(gè)相同的徑向波導(dǎo)功分器背對(duì)背連接組成的無(wú)源功率合成電路。通過(guò)雙陽(yáng)頭連接兩個(gè)功率分配器，測(cè)試其插入損耗，其中連接頭有0.1 dB的額外插入損耗。

圖9 無(wú)源背靠背功率合成測(cè)試平臺(tái)

圖10所示為無(wú)源背靠背合成插入損耗的測(cè)試結(jié)果。由圖可知，在X波段近900 MHz的頻率范圍內(nèi)，插入損耗比較平坦，在低端頻率插入損耗很小，幾乎接近于零，在f0+0.5 GHz處達(dá)到1.34 dB的最大插入損耗。由于功率分配與功率合成電路的對(duì)稱(chēng)性，可知功率合成器的最大插入損耗為0.67 dB，即背靠背系統(tǒng)插入損耗的一半。如果不考慮有源單片、連接頭造成的影響，可知無(wú)源合成網(wǎng)絡(luò)的最大插損小于0.57 dB，估算出無(wú)源部分合成效率為

圖10 無(wú)源背靠背功率合成測(cè)試結(jié)果

當(dāng)這種徑向功分/合成電路應(yīng)用于有源功率合成電路時(shí)，可實(shí)現(xiàn)多器件的功率合成，獲得較高的功率合成效率，在大功率多端口功率合成系統(tǒng)中具有廣泛的應(yīng)用前景。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文根據(jù)徑向波導(dǎo)中主模TM00的傳輸特性，提出了徑向波導(dǎo)空間功率分配器/合成器的設(shè)計(jì)原理及簡(jiǎn)化模型;根據(jù)無(wú)源網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)原理和等效電路，利用全波電磁場(chǎng)仿真軟件HFSS 設(shè)計(jì)、仿真并制作了一款X波段五路寬帶徑向波導(dǎo)功率合成器，測(cè)試結(jié)果表明，該合成器在X波段近900 MHz的帶寬范圍內(nèi)，插入損耗小于0.75 dB，輸入回波損耗大于20 dB，輸出回波損耗大于12.5 dB。分析表明該種合成結(jié)構(gòu)具有插入損耗低、合成效率高以及良好的端口匹配等優(yōu)良特性。同時(shí)，設(shè)計(jì)的波導(dǎo)合成器具有結(jié)構(gòu)緊湊且散熱良好的特性，特別適合與高功率MMIC 芯片結(jié)合，制作微波大功率合成放大器。因此，該結(jié)構(gòu)在大功率多端口功率合成系統(tǒng)中具有廣泛的應(yīng)用前景。

［1］K J Russell.Microwave power combinmg techniques ［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1979，MTT-27 (5）:472-478.

［2］Kai C，S Cheng.Millemeter-Wave Power-Combining Techniques ［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1983，MTT-31(2）:91-107.

［3］T Ivanov，A Mortazawi.Two stage double layer microstrip spatial amplifiers//IEEE MTT Symposium Digest，Orlando，F(xiàn)L，USA，1995:589-592.

［4］A Alexanian，R A York.Broadband waveguidebased spatial combiners//Microwave Symposium Digest，IEEE MTT-S International:Denver，CO，USA，1997:1139-1142.

［5］Nai-Shuo C，J Pengcheng，et al.A 120-W Xband spatially combined solid-state amplifier［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1999，47(12）:2557-2561.

［6］Kaijun S ，F(xiàn) Yong，et al.Broadband Radial Waveguide Spatial Combiner［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2008，18(2）:73-75.

［7］Marcuvitz N.Waveguide Handbook ［M］.New York:McGraw-Hill Book Co.Inc，1951.

［8］Biakowski M E，Waris V P.A systematic approach to the radial-waveguide dividers/combiners//Microwave conference，APMC’92，Asia-Pacific，1992，1(2）:881-884.

［9］宋開(kāi)軍.基于波導(dǎo)的微波毫米波空間功率合成技術(shù)研究［D］.成都:電子科技大學(xué)，2007.

［10］吳明英，毛秀華.微波技術(shù)［M］.西安:西北電訊工程學(xué)院出版社，1984:153.