高曉峰

【摘 要】本文首先分析了蓄電池充放電用雙向DC-DC變換技術(shù)的工作原理，在此基礎(chǔ)上給出了系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)計(jì)，采用雙向DC-DC變換的移相控制策略對(duì)設(shè)計(jì)電路進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)，其結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

【關(guān)鍵詞】蓄電池充放電；雙向；DC-DC變換器；移相控制

0.引言

蓄電池在國民生產(chǎn)各部門應(yīng)用越來越廣泛，如何能快速、安全、高效的給蓄電池充電就顯得非常重要。傳統(tǒng)的蓄電池充放電裝置一般采用晶閘管整流或三相PWM整流。采用晶閘管整流的蓄電池充放電裝置存在功率因數(shù)低，諧波電流大，濾波電抗器體積大的缺點(diǎn)；而采用三相PWM整流的蓄電池充放電裝置由于有工頻變壓器的存在，使裝置的體積和重量都非常大，而且還會(huì)會(huì)產(chǎn)生音頻噪聲。隨著電力電子器件及功率控制技術(shù)的發(fā)展，基于PWM變流技術(shù)的雙向DC-DC變換器擁有體積小、效率高、頻率高、動(dòng)態(tài)性能好等優(yōu)點(diǎn)，為蓄電池充放電裝置的開發(fā)提供了一種新型的解決方案。為此，本文針對(duì)實(shí)際需求，對(duì)蓄電池充放電用雙向DC-DC變換技術(shù)進(jìn)行研究，設(shè)計(jì)了一種高效、節(jié)能的蓄電池充放電用DC-DC變換器。

1.主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

本研究選的具體電路結(jié)構(gòu)如圖1所示：

圖1蓄電池充放電機(jī)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

主電路分為三個(gè)部分，即輸入電路、隔離電路和輸出電路。

輸入電路為三相PWM整流電路，功能為將電網(wǎng)的三相交流電轉(zhuǎn)換成直流電。相對(duì)于諧波污染比較嚴(yán)重的二極管整流或晶閘管整流，PWM整流器是比較優(yōu)越的整流裝置。它不僅可以降低低次諧波，還支持能量的雙向流動(dòng)，因此將三相PWM整流電路用在蓄電池充放電系統(tǒng)的輸入側(cè)具有很強(qiáng)的實(shí)用性。

隔離電路為一個(gè)雙向DC-DC變換器，功能為電氣隔離和電壓變換。雙向DC-DC變換器的原邊H橋?qū)⑤斎腚娐匪蛠淼闹绷麟娹D(zhuǎn)換為高頻方波，經(jīng)過高頻變壓器調(diào)壓隔離后送至副邊H橋，副邊H橋?qū)⒏哳l方波變換為直流電。

輸出電路為一個(gè)雙向斬波器，功能為調(diào)節(jié)變壓器副邊的直流母線電壓。

2.控制過程分析

全橋變換器的輸出控制是通過控制四只開關(guān)管的通斷順序以及通斷時(shí)間來實(shí)現(xiàn)的，因此，可以有多種控制策略。歸納起來，可以分為三種：雙極性控制、有限雙極性控制和移相控制。

移相控制方式具有很多的優(yōu)越性，相對(duì)于雙極性控制和有限雙極性控制，有更好的電路工作特性，適合中大功率的場合。由于所研究的蓄電池充放電裝置功率較大，考慮到移相控制的優(yōu)越性，以及為以后的軟開關(guān)控制研究做準(zhǔn)備，本研究決定采用移相控制策略。

主電路控制過程如下：

（1）初始時(shí)刻，三相整流橋前端斷路器為斷開狀態(tài)，高頻變壓器原副邊母線電容電壓均為零，蓄電池電量為零。

（2）充電時(shí)，合上斷路器，給系統(tǒng)供電，并控制高頻變壓器原邊H橋開關(guān)器件工作，控制高頻變壓器副邊H橋開關(guān)器件封鎖，控制斬波器工作于降壓模式，此時(shí)變壓器原邊母線電容電壓逐漸上升。變壓器原邊H橋采用移相PWM控制方式，調(diào)節(jié)移相角，使變壓器副邊母線電容電壓逐漸上升至設(shè)定值，并通過斬波器保持穩(wěn)定。能量從變壓器原邊流向副邊，并對(duì)蓄電池進(jìn)行充電。

（3）放電時(shí)，制高頻變壓器副邊H橋開關(guān)器件工作，控制高頻變壓器原邊H橋開關(guān)器件封鎖，控制斬波器工作于升壓模式，調(diào)節(jié)斬波器占空比，使變壓器副邊母線電容電壓逐漸升高，當(dāng)副邊母線電容電壓高于原邊母線電容電壓時(shí)，電能從變壓器副邊流向原邊，從而實(shí)現(xiàn)蓄電池的放電。

3.系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1功率開關(guān)管的選取

本論文所研究的變換器輸出功率是2000W，適合采用功率MOSFET管作為變換器的功率開關(guān)。

本研究所設(shè)計(jì)的雙向DC-DC變換器基本參數(shù)如下：

變壓器原邊電壓U1=300V；

變壓器副邊電壓U2=240V；

系統(tǒng)輸出電壓Uo=200V；

系統(tǒng)輸出電流Io=10A；

功率管開關(guān)頻率fs=20KHz。

考慮100%的裕量，流過MOSFET管的額定電流最大值為Imax=Io（l+100%）=20A

加在MOSFET管上的最大電壓為U1=300V，考慮100%的裕量，取Vmax=U1（1+100%）=600V

根據(jù)以上參數(shù)，實(shí)際選擇英飛凌公司型號(hào)為IPW60R045CP的MOSFET（VDS=600V，ID=60A，RDS=0.045Ω）

3.2高頻變壓器的設(shè)計(jì)

由于設(shè)計(jì)過程較繁瑣，在此僅列出設(shè)計(jì)結(jié)果：磁芯選取新康達(dá)（CONDA）磁業(yè)有限公司E85B型磁芯，原邊匝數(shù)取30匝，副邊匝數(shù)取24匝，導(dǎo)線直徑0.83mm，原邊繞組4股并繞，副邊繞組5股并繞。

3.3輸出斬波器電感設(shè)計(jì)

作為buck輸出電感時(shí)，

輸出電感電流連續(xù)時(shí)電感臨界值：

L≥（3-1）

保證在10%最大輸出直流電流情況下，輸出電感電流仍連續(xù)，即VDC=240V，Io=1A，則D=0.5時(shí)，電感最大為1.5mH。

作為boost升壓電感時(shí)：

電感電流連續(xù)時(shí)電感臨界值：

L≥（3-2）

保證在10%最大放電電流情況下，輸出電感電流仍連續(xù)，即VDC=240V，Io=1A，則D= 4/27時(shí)，電感最大為0.65mH。

如果要滿足兩種情況下的需要，取電感為10A，0.6mH。

4.系統(tǒng)仿真分析

充電模式電路拓?fù)鋱D如圖2所示，其中變壓器原邊H橋的調(diào)制策略選用移相調(diào)制策略。

圖2充電模式拓?fù)鋱D

當(dāng)移相角θ=30°時(shí)各仿真波形如下圖所示：

圖3θ=30°時(shí)變壓器原邊電壓UAB波形

圖4θ=30°時(shí)輸出電壓Uo波形

圖5θ=30°時(shí)輸出電流Io波形

當(dāng)移相角增大時(shí)，變壓器原副邊電壓的占空比會(huì)變大，則輸出電壓與輸出電流的值也會(huì)相應(yīng)增加。下面對(duì)移相角為150°時(shí)的情況進(jìn)行仿真，各仿真波形如下圖所示：

圖6θ=150°時(shí)變壓器原邊電壓UAB波形

圖7θ=150°時(shí)輸出電壓Uo波形

圖8θ=150°時(shí)輸出電流Io波形

可以看出相對(duì)于θ=30°，輸出電壓與輸出電流的穩(wěn)定值都增加了，這說明移相控制可以調(diào)節(jié)輸出電壓的大小。

放電模式下仿真波形與充電模式類似，此處不再贅述。

5.實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

H橋采用移相控制策略，移相角為30°時(shí)各實(shí)驗(yàn)波形如下圖所示：

圖9θ=30°時(shí)變壓器原邊電壓UAB波形

圖10θ=30°時(shí)輸出電壓Uo波形

移相角為150°時(shí)各實(shí)驗(yàn)波形如下圖所示：

圖11θ=150°時(shí)變壓器原邊電壓UAB波形

圖12θ=150°時(shí)輸出電壓Uo波形

從以上實(shí)驗(yàn)波形可以看出，實(shí)驗(yàn)波形和仿真波形基本一致，移相角增加時(shí)輸出電壓也變大了，即實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了移相控制對(duì)輸出電壓的可調(diào)性。

6.結(jié)語

研究結(jié)果表明，本文研究的蓄電池充放電用雙向DC-DC變換器由于采用了高頻變壓器，所以具有體積小、重量輕、成本低廉等優(yōu)點(diǎn)，有著更強(qiáng)的市場競爭力；同時(shí)由于開關(guān)頻率為20KHz，因此可以減小濾波器的體積，降低甚至消除音頻噪聲，改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。該DC-DC變換器具有很強(qiáng)的實(shí)用價(jià)值。

【參考文獻(xiàn)】

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